一种OFDM信号的多级时域盲均衡方法

摘要

本发明方法涉及一种OFDM信号的多级时域盲均衡方法，包括以下步骤：首先对接收序列利用相关峰搜索方法确定接收信号的帧格式；然后利用OFDM信号的帧同步符号信息完成对接收信号的第一级时域均衡；接下来利用OFDM信号的循环前缀序列完成对接收信号的第二级时域均衡，经该级时域均衡后的信号即是输出信号，可用于信号的后续处理。该方法在确定均衡器系数的过程中充分利用了OFDM信号帧格式中固有的重复性，在没有接收信号的先验信息的条件下，实现了信号的盲均衡，均衡效果良好；并且该方法对于有很多子载波的OFDM信号，具有计算简单、处理迅速的特点。

说明书

技术领域

本发明涉及一种盲均衡方法，特别涉及一种OFDM信号的多级时 域盲均衡方法，属于通信信号处理相关技术领域。

背景技术

正交频分复用(OFDM:orthogonal frequency-division multiple)作为 一种有效实现频谱资源控制的传输技术，具有良好的对抗窄带干扰、 码间干扰(ISI)的性能。为了实现高的频谱利用率，OFDM+MQAM通 信体制已成为下一代宽带移动通信系统的主流。在时变的信道衰落环 境下，OFDM+MQAM系统不仅能够自适应地调整子载波的个数，而 且还可以根据衰落情况动态调整每个子信道上所采用的发射功率、调 制方式、编码方式等，并可以通过频率的组合或裁剪实现频谱资源的 充分利用，然而OFDM+MQAM信号的自适应特性也对OFDM信号的 均衡提出了更高的要求。在一些特殊场合下，如非协作接收时，传统 的盲均衡算法(如CMA类)难以得到很好的均衡效果；而且，传统 的盲均衡算法在针对有很多子载波的OFDM信号时，存在计算复杂、 处理延迟大的问题，所以亟需研究更为有效的OFDM信号盲均衡算法。

发明内容

本发明的目的是针对无线多径衰落信道环境下信号的失真导致 接收得到的信号星座图产生扭曲和变形，影响信号后续处理的问题， 根据OFDM信号帧格式特点，提出了一种OFDM信号多级时域盲均 衡方法。

本发明的原理如下：

信号经过无线信道的传输，信号的幅度和相位会产生一定的失真， 对于OFDM+MQAM信号，其具体体现为接收端得到的信号星座图产 生扭曲和变形，从而影响信号的后续处理。通常情况下，通信系统通 过训练码元进行信道估计，进而消除信道的影响。如果接收端缺少训 练码元的信息，则一般的均衡方式将无法进行，需要进行盲均衡。对 于OFDM信号，其典型的帧结构(如图1所示)中不仅包含帧同步符 号(SYN)，而且包含伴随着每一个OFDM符号的循环前缀(CP)，从 数据流上看，帧同步符号和循环前缀均存在周期重复特性。利用这两 种重复性作为先验信息，即可以进行信道估计并对OFDM信号进行盲 均衡，以消除信道带来的影响。

本发明的具体方案如下：

设接收端获得的信号复序列为：

x(n)＝I(n)+j×Q(n),n＝1,2,…,N

其中，I(n)和Q(n)是正交的信号序列，I(n)对应复序列中的实 部，Q(n)对应复序列中的虚部。n为采样点序号，N为总的采样点 数。

本发明中所述的帧同步符号SYN是一个OFDM符号，事实上帧 同步符号长度为多少个OFDM符号对该方法没有影响，这里为了便于 描述采用这种设置方式。

一种OFDM信号的多级时域盲均衡方法，包括以下步骤：

(1)对接收序列利用相关峰搜索方法确定接收信号的帧格 式；

(2)在步骤(1)中确定了OFDM信号的帧格式后，利用OFDM 信号的帧同步符号信息完成对接收信号的第一级时域均衡；

(3)对经过步骤(2)均衡后的信号，利用OFDM信号的循 环前缀序列完成对接收信号的第二级时域均衡，经该级时域均衡后的 信号即是输出信号，可用于信号的后续处理。

所述的步骤(1)包括：

在接收端对接收信号利用相关峰搜索方法根据重复信号能量差 最小的准则，统计获得信号的帧长L_frm，OFDM符号的长度L_S，每个 符号内循环前缀长度L_CP，并确定FFT的长度L_fft＝L_S-L_CP；

所述的步骤(2)包括：

A、初始化第一级时域均衡器系数；

B、计算迭代误差，此误差由相邻两个帧同步符号经过矩阵重 组之后，与均衡器权值向量进行相乘运算得到的结果的差值来表示；

C、根据迭代误差和均衡器的当前权值向量按照相应的关系计 算新的均衡器权值向量，作为下一次均衡过程所用的权值向量；

D、重复执行上述步骤B和C共计L_S-L₁+1次，得到第一级 时域均衡器权值；

E、根据均衡器权值及均衡器的输入信号确定此级均衡器的输 出信号；

所述的步骤A包括：

初始化该级时域均衡器系数：第一阶系数为1，其余系数为0， 即w₁＝[w₁(1),w₁(2),w₁(3),…,w₁(L₁)]^T＝[1,0,0,…,0]^T。

所述的步骤B包括：

记接收信号的第n帧信号数据的帧同步符号u_n，第n+1帧信号数据 的帧同步符号为u_n+1，其间距为L_frm。

迭代误差$e_1\left(i\right)=w_1^H{v}_n\left(j\right)-w_1^H{v}_{n+1}\left(j\right);$

其中，v_n(j)＝[u_n(j+L₁-1),u_n(j+L₁-2),…,u_n(j)]^T，u_n(j)表 示第n帧信号数据的帧同步符号的第j个采样数据，v_n+1(j)＝ [u_n+1(j+L₁-1),u_n+1(j+L₁-2),…,u_n+1(j)]^T，u_n+1(j)表示第n+1 帧信号数据的帧同步符号的第j个采样数据，j＝1,2,…,L_S-L₁+1。 e₁i为当前的误差信号。

所述的步骤C包括：

下一次均衡所用的均衡器权值向量

其中w₁为当前均衡器权值向量，e₁i为步骤C中的迭代误差，*表 示共轭操作，μ₁为均衡器调整步长。

通过所述的步骤D得到第一级均衡器权值向量w₁。

所述的步骤E包括：

将均衡器权值向量与对应的时域信号相乘，得到经过第一级时域 均衡的信号，即

第一级时域均衡器输出信号

其中，w₁为经过步骤D得到的第一级时域均衡器权值向量，上标 H表示共轭转置，a_n为当前处理的帧同步信号所在的OFDM帧信号序 列经过矩阵重组的序列矩阵，矩阵中每一列元素组成如下 a_n(i)＝[x(i),x(i-1),x(i-2),…,x(i-L₁+1)]^T，x(i)为接收信号的 第i个采样点。当对下一帧信号进行均衡处理时，从步骤A重新开始 均衡过程。

所述的步骤(3)包括：

F、初始化第二级时域均衡器系数；

G、计算迭代误差，此误差由一个OFDM符号内循环前缀和用 来复制得到循环前缀的序列经过矩阵重组之后，与均衡器权值向量进 行相乘运算得到的结果的差值来表示；

H、根据迭代误差和均衡器的当前权值向量按照相应的关系计 算新的均衡器权值向量，作为下一次均衡过程所用的权值向量；

I、重复执行上述步骤G和H共计L_CP-L₂+1次，得到第二级 时域均衡器权值；

J、根据均衡器权值及均衡器的输入信号确定此级均衡器的输 出信号，完成对接收信号的时域均衡。

所述的步骤F包括：

初始化该级时域均衡器系数：第一阶系数为1，其余系数为0， 即w₂＝[w₂(1),w₂(2),w₂(3),…,w₂(L₂)]^T＝[1,0,0,…,0]^T。

所述的步骤G包括：

记进入第二级时域均衡器的第n个OFDM符号为y_n。

迭代误差$e_1\left(i\right)=w_2^H{r}_n\left(j\right)-w_2^H{r}_{n+1}(j+L_{\mathrm{fft}});$

其中，r_n(j)＝[y_n(j+L₂-1),y_n(j+L₂-2),…,y_n(j)]^T，y_n(j) 表示第n个OFDM符号的循环前缀的第j个采样数据，j＝1,2,…,L_CP- L₂+1。e₂i为当前的误差信号。

所述的步骤H包括：

下一次均衡所用的均衡器权值向量为其中w₂为当前均衡器权值向量，e₂i为步骤C中的迭 代误差，μ₂为均衡器调整步长。

通过所述的步骤I得到第二级时域均衡器权值向量w₂。

所述的步骤J包括：

将均衡器权值向量与对应的输入时域信号相乘，得到经过第二级 时域均衡的信号，即

第二级时域均衡器输出信号

其中，w₂为第二级时域均衡器权值向量，c_n为当前处理的OFDM 符号经过矩阵重组的序列矩阵，矩阵中每一列元素组成如下 c_n(i)＝[b(i),b(i-1),b(i-2),…,b(i-L₂+1)]^T，b(i)为从第一级时 域均衡器输出到第二级时域均衡器信号的第i个采样点。当对下一个 OFDM符号进行均衡处理时，从步骤F重新开始均衡过程。

有益效果

在本方法中，确定均衡器系数的过程中充分利用了OFDM信号帧 格式中固有的重复性，在没有接收信号的先验信息的条件下，实现了 信号的盲均衡。图4为OFDM信号在经过多径信道后采用本发明的均 衡算法得到的调制星座图。这里以误差平方和J_e作为星座点收敛程度 的测量参数，并用它作为衡量均衡效果的测度值，J_e越小意味着均衡 效果越好。通过仿真，可以看到经过本发明方法均衡后信号的误差平 方和较之于原始接收信号的误差平方和降低了两个数量级，由此可见 此均衡方法起到了良好的均衡效果。另外，对于有很多子载波的 OFDM信号，本方法具有计算简单、处理迅速的特点。

附图说明

图1为典型的OFDM信号的传输帧结构示意图。

图2为本发明方法的处理流程图。

图3为均衡器结构图。

图4为OFDM信号调制星座图在经过本实施例均衡后产生的效果。

具体实施方法

下面结合附图和实施例对本发明做进一步说明和详细描述。

实施例

假设某OFDM符号的长度L_S＝80，其中循环前缀长度L_CP＝16， 帧同步符号长度为1个OFDM符号，每一帧中除去帧同步符号包括 20个OFDM符号，故一帧的总长度为L_frm＝1680。无线信道为多径 衰落信道。

本发明方法所涉及的OFDM信号多级时域盲均衡方法的处理流 程图如图2所示，

步骤1，确定OFDM信号帧格式；

(a)采用相关峰搜索算法搜索OFDM信号的帧长L_frm

设接收信号复序列总长度为N＝100000，选择一个步长 τ₁＝1500和一个预计的最大帧长M₁＝2000，如式(1)计算相关函数 为：

$\left(\begin{array}{c}R(k+j{\tau }_1)=\frac{1}{M_1}{\Sigma }_{n=0}^{M_1-1}x(n+j{\tau }_1)x^{*}(k+j{\tau }_1+n),\\ k=\mathrm{1,2},...,M_1;j=\mathrm{0,1},...\end{array}\right)---\left(1\right)$

其中，R(·)表示相关函数，τ₁为确定的步长，j表示前进步长的次 数，k+jτ₁表示进行相关函数运算的点，M₁表示假设的最大帧长， x(n+jτ₁)表示采样点n+jτ₁处的信号复序列。

依据最大相关(MC)准则，对于任一个j，都可由式(2)得到一个 帧同步符号起始位置：

k_j＝argmax_k|R(k)|     (2)

其中,argmax_k|R(k)|表示相关函数取绝对值|R(k)|后达到最大值 时对应的参数k的值，k_j表示每前进一个步长进行相关函数的运算得 到的帧同步符号起始位置。

令j取0、1、2、…10，可以得到k_j，j＝0,1,...,10。依据式(3)统 计每相邻两个帧同步符号起始位置的间距

$L_{\mathrm{frm}}^i=k_{i+1}-k_i---\left(3\right)$

其中k_i表示得到的第i个帧同步符号的位置，k_i+1表示得到的第 i+1个帧同步符号的位置，i＝0,1,2,…,9。依据大数定理，可以得到 L_frm＝1680，即OFDM信号的帧长为1680。

(b)搜索OFDM符号长度L_S和符号内循环前缀的长度L_CP

在已知帧长的基础上，以帧数据为操作对象，选择一个步长 τ₂＝60和一个预计的最大符号长度M₂＝100，进行与(a)同样的相 关搜索操作，可以确定每个OFDM符号长度为L_S＝80。继续以OFDM 符号数据为操作对象，可以得到每个OFDM符号中循环前缀的长度为 L_CP＝80-64＝16。

步骤2，实现基于帧同步符号的第一级时域均衡；

根据信道模型的衰落特性与数据流速率之间的关系，取均衡器 w₁长度L₁＝5，均衡器调整步长μ₁＝0.2，初始化其系数w₁(1)＝1， 其余系数为0。

按照迭代误差e₁i的计算公式计算帧同步符号之间的误差，由更 新均衡器权值向量w₁′公式得到下一次均衡所用的均衡器权值向量。 进入该级均衡器的信号经过重组之后，与均衡器权值向量进行相乘运 算，得到第一级时域均衡之后的输出数据继续进入下述的第二级时域 均衡器。

步骤3，实现基于循环前缀的第二级时域均衡；

根据信道模型的衰落特性与数据流速率之间的关系，取均衡器 w₂长度L₂＝10，均衡器调整步长μ₂＝0.05。初始化其系数w₂(1)＝1， 其余系数为0。

按照迭代误差e₂(i)的计算公式计算OFDM符号循环前缀与重复 数据之间的误差，由更新均衡器权值向量w₂′公式得到下一次均衡所 用的均衡器权值向量。进入该级均衡器的信号经过重组之后，与均衡 器权值向量进行相乘运算，第二级时域均衡器的输出数据即为本实施 例最后的均衡后输出数据。

至此，OFDM信号多级时域盲均衡过程结束。

图4所示是本实施例均衡输出的仿真结果图，图中接收端信噪比 为25dB。由图中可看出，接收OFDM信号经过均衡后比未经过均衡 的接收星座图更收敛。从衡量标准误差平方和的角度考虑，原始接收 信号的误差平方和为J_e＝14.5004，经过本实施例均衡后信号的误差 平方和为J_e＝0.2555，可见，本发明方法对OFDM信号起到了良好的 均衡作用。

J_e由式(4)计算获得：

$J_e={\Sigma }_{k=1}^C{\Sigma }_{x\in {\Gamma }_k}{\left|\right|x-m_k\left|\right|}^2---\left(4\right)$

其中，x表示星座图中各样本值；C表示接收信号星座图中心点个 数(如16QAM对应C＝16)；Γ_k表示第k类星座区域；m_k是落在星座 图中第k类星座区域Γ_k的样本均值，即

$m_k=\frac{1}{N_k}{\Sigma }_{x\in {\Gamma }_k}x---\left(5\right)$

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，本发明不局限于该实施 例和附图所公开的内容。凡是不脱离本发明所公开的精神下完成的等 效替换或修改，都落入本发明保护的范围。