用于增加多信道宽带通信系统中数字预失真的带宽的系统和方法

摘要

提供了一种用于增加在宽带通信系统中所采用的RF功率放大器的瞬时带宽或工作带宽的数字预失真线性化方法。本发明的实施方式提供了一种通过使用集成在多信道宽带无线发射器的现有数字平台中的反馈滤波器来增加DPD线性化带宽的方法。本发明的实施方式结合DPD反馈路径中的低功率带通滤波器来使用DPD反馈信号。

说明书

背景技术

本发明总体上涉及使用多路复用调制技术的宽带通信系统。更具体 地，本发明涉及增加数字预失真线性化的瞬时带宽或工作带宽以补偿多信 道宽带无线发射器的非线性和/或记忆效应的方法。

射频（RF）功率放大器（PA）的线性和效率已经成为用于具有高的 峰值平均功率比（PAR）值的非恒定包络数字调制方案的关键设计问题。 这已经作为无线通信系统中的频谱效率的增加的重要性的结果而出现。射 频功率放大器（RF PA）具有非线性，该非线性在PA的输出处生成幅度- 幅度（AM-AM）失真以及幅度-相位（AM-PM）失真。这些不期望的效 应可能在相邻信道中产生频谱再生以及会降低误差矢量幅度（EVM）的 带内失真。商用无线通信系统例如可以采用20MHz至25MHz范围内的 带宽。在这样的示例中，这些频谱再生效应对大于100MHz至125MHz 宽的频带造成不期望的影响。该潜在影响可能包括系统间干扰和系统内干 扰。因此，现有技术需要与通信系统相关的改进的方法和系统。

发明内容

在RF PA应用中采用线性化技术来消除或降低频谱再生和带内失真 效应是可行的。已经在文献中提出了各种RF PA线性化技术，例如反馈、 前馈和预失真。最有前景的线性化技术之一是基带数字预失真（DPD）， 其利用了数字信号处理器的最新发展。与广泛使用的传统前馈线性化技术 相比，DPD可以以降低的系统复杂性实现更好的线性和更高的功率效率。 此外，软件实现向数字预失真器提供了多标准环境所期望的重新配置特 征。另外，使用效率增强技术的PA（例如多赫尔蒂(Doherty)功率放大器 （DPA））能够以牺牲线性为代价实现比传统PA设计高的效率。因此， 将DPD与使用效率增强技术的DPA相结合具有最大化系统线性和整体效 率的潜能。

下一代无线系统对瞬时带宽（例如，超过25MHz）的需求持续增加， 这意味着需要相应地增加DPD处理速度。较高的处理速度可以产生新的 数字平台设计成果，这可能通常花费若干个月和相当大的人力资源和成本 来完成。由于在现场可编程门阵列（FPGA）、数模变换器（DAC）以及 模数变换器（ADC）中针对DPD的采样速率增加，所以该较高的处理速 度也可能导致较高的系统成本和增加的功率消耗。另外，RF/IF滤波器需 求更加迫切，这可能也将增加系统成本和复杂性。具有更宽的瞬时带宽的 DPD的另一典型结果可以是增加的记忆效应。这可能造成DPD算法变得 更加复杂，并且将花费更长时间来设计、优化和测试。

本发明的实施方式提供了如下的DPD线性化方法和系统，该DPD 线性化方法和系统提供更宽带宽而不增加高复杂度和成本。

相应地，本发明的实施方式克服了上面讨论的限制。本发明的实施方 式提供一种无需对多信道宽带无线发射器的现有数字平台进行代价很高 的改进而增加DPD线性化带宽的方法。为了实现以上目的，根据本发明 的一些实施方式，连同DPD反馈路径中的窄带通滤波器一起采用DPD反 馈信号。本文中描述的实施方式能够扩展利用现有的数字发射器系统能够 获得的DPD带宽，而不改变数字信号处理分量，这可能导致功率消耗和/ 或成本增加。

通过本发明实现优于传统技术的许多益处。如本文中更全面描述的， DPD输出的数字有限脉冲响应（FIR）滤波器特性是重要的，以避免失真 重叠，该失真重叠会在基于DPD输出和反馈输入的间接学习算法中引起 误差。这可能导致需要使用具有大量抽头的数字FIR滤波器。本发明的 实施方式可以通过使用基于DPD输入和反馈输入的直接学习算法来去除 数字FIR滤波器。因此，本发明的实施方式可以减少用于多频带应用以 及甚至用于单频带应用的乘法器的数目。此外，还可以设置模拟反馈路径 中的模拟滤波器特性，以避免可能在系数的计算中造成误差的失真重叠。 因此，本发明的实施方式降低或消除对大且昂贵的一个或更多个多极陶瓷 滤波器的需求，而将其替换为用于仅去除反馈ADC的混叠（aliasing）的 不太严格的一个或更多个陶瓷滤波器。因此，可以插入具有大量抽头的数 字FIR滤波器，以避免重叠。此外，一个滤波器可以被多频带应用共享。 因此，本发明的实施方式可以使用普通陶瓷滤波器和具有大量抽头的一个 锐化数字滤波器。结合以下文字和附图来更加详细地描述本发明的这些和 其它实施方式以及其许多优点和特征。

附图说明

根据结合附图进行的以下详细描述可以更全面地理解本发明的其它 目的和优点，在附图中：

图1是示出根据本发明的实施方式的用于增加DPD线性化带宽的方 法的简化流程图。

图2是示出根据本发明的实施方式的多载波宽带功率放大器系统的 示意性框图。

图3是示出根据本发明的另一实施方式的多载波宽带功率放大器系 统的示意性框图。

图4A至图4D是示出传统系统的DPD带宽特性的图。

图5A至图5D是示出根据本发明的实施方式的DPD带宽特性的图。

图6是示出针对采用DPD的传统系统的频谱输出响应的曲线图，以 及

图7A至图7C是示出针对根据本发明的各种实施方式的系统的频谱 输出响应的曲线图。

具体实施方式

总体上来说，本发明的DPD技术可以有效地提高邻信道功率比 （ACPR）。然而，DPD性能忍受与DPD反馈路径中所采用的ADC的速 度限制相关联的有限带宽。ADC对处理DPD反馈信号是关键的。尽管修 改产品设计以采用具有更高采样率的ADC将可能导致增强的DPD性能， 但该方法将增加DPD功能的复杂性以及成本，并且从而将导致较高的系 统成本。这显然不是满足新的和发展的系统需求所期望的方法。为了克服 这些限制，本发明利用与频分双工无线系统相关联的双工器的带通特性， 使得仅需要DPD在PA输出信号的减少的带宽上提供失真降低。因此， 在此后将由本发明提供的系统称作增强带宽数字预失真（EBWDPD）系 统。相对于附图示出了EBWDPD系统的实施方式。

在传统系统中，与DPD系统相关联的带宽通常需要为输入信号带宽 的五倍。例如，针对具有20MHz输入信号带宽的传统系统，DPD功能 需要至少100MHz的带宽用于DPD输出和DPD反馈输入，这意味着反 馈ADC采样率应当为至少200Msps（采样百万次/每秒）。这是传统DPD 实现的关键因素。

图2是示出根据本发明的实施方式的多载波宽带功率放大器系统的 示意性框图。图2所示的系统包括：数字复合输入样本201（具有20MHz 的带宽）、数字预失真电路202（具有超过100MHz的带宽）、具有与反 馈带通滤波器204（FB BPF）相似的带宽的数字滤波器203、数模变换器 （DAC）205、示为AQM206的IQ调制器、功率放大器207、双工器208 （具有20MHz的带宽）、射频下变频电路209（其中，将低功率反馈RF 带通滤波器（RF FB BPF）204的输出耦接至PA210的输出处）以及用 于DPD反馈路径的模数变换器（ADC）210（具有通常比通过采用大于 FB BPF的带宽值的两倍的采样率获得的RF FB BPF带宽大的带宽）。RF FB BPF204对反馈信号进行滤波，以提供特征在于具有与功率放大器的 输出相比减少的带宽的信号。可以从由RF FB BPF204生成的反馈信号 中提取DPD系数，该反馈信号具有与滤波器204相关联的减少的带宽。

DPD202引入了与输入信号的三阶扩展和五阶扩展相关联的失真分 量，这使得DPD输出带宽将大于基于20MHz输入信号的约100MHz。 为了避免由于来自DPD输出（具有超过100MHz的带宽）和反馈信号（具 有FB BPF带宽）的不准确的误差计算而导致的DPD算法的不稳定性， 通过具有与RF FB BPF204的带宽值相似的带宽值的数字滤波器203对 DPD输出进行滤波。本发明的实施方式使用参照图7A至图7C更完全描 述的具有合适带宽值的RF FB BPF204。与滤波器204的带宽和DPD带 宽相同的传统系统相反，滤波器204的带宽小于DPD带宽。另外，在一 些实施方式中，ADC210具有小于DPD带宽的、与FIR滤波器203相关 联的带宽。

应当注意，与传统系统相比，图2所示的多载波宽带功率放大器系统 中的各种分量的带宽减小，从而降低了系统复杂性和成本。例如，数字滤 波器203的带宽与反馈带通滤波器204的带宽相似，而非超过基于数字预 失真电路的带宽的100MHz。ADC210的带宽通常比通过采用大于FB BPF带宽值的两倍的采样率而获得的RF FB BPF带宽大。因此，本发明 的实施方式利用如下部件来降低系统成本和复杂性，与传统系统中的传统 部件相比，这些部件工作于较低的带宽和采样率。

图3是示出根据本发明的另一实施方式的多载波宽带功率放大器系 统的示意性框图。该实施方式与图2所示的系统共有一些共同特征不具有 一些不同。如图3所示，系统包括低功率窄带IF滤波器301。与使用RF 带通滤波器相比，可以使用IF BPF滤波器来更容易且更低成本地设计和 实现由图3所示的系统提供的本发明的实施方式。利用IF滤波器，本发 明基于使用共同的IF频率能够应用于各种应用所采用的系统。就像图2 所示的实施方式的情况，针对DPD反馈路径，在RF FB BPF后面的反馈 ADC采用比FB BPF带宽值的两倍大的采样率。这有助于降低实现成本， 同时提供高性能。反馈回路提供用于引入补偿放大器失真的失真的输入 （例如，测量功率放大器207中的失真）。

图2和图3所示的实施方式可以如下的数字滤波器203，数字滤波器 203的特征在于其带宽小于传统系统中所使用的带宽（例如，>100MHz）。 另外，图2和图3所示的实施方式可以包括耦接至PA输出的低功率反馈 IF BPF或RF BPF。因此可以根据本发明的各个实施方式来在RF或IF 处进行滤波。

图4A至图4D是示出传统系统的DPD带宽特性的图。传统系统的 DPD带宽需要大于输入信号带宽值的五倍。图4A示出DPD输入信号。 图4B示出在相当宽的带宽FB BW上具有失真分量（暗影）的反馈信号。 图4C示出具有预失真分量（基于反馈信号）以及FIR数字滤波器带通特 性的DPD输出信号。具有预失真分量的信号的带宽略小于DPD带宽。图 4D示出去除了失真的PA/双工器输出信号。数据包括在中央频谱带中、 在图4B中示出了失真，并且在图4C中示出了具有180度相移（反相） 的失真分量，从而产生图4D所示的失真去除和信号而没有显著超出带外 功率。在一些实施方式中，DPD202的输出处的信号与图4B所示的信号 类似。

如图4D所示，双工器带宽略大于数据频谱的带宽。本发明的实施方 式利用双工器208的滤波特性，来协助从频谱中去除一些带外功率。由于 使用双工器，因而不必对整个带宽（例如FB BW）进行校正，而仅利用 双工器对部分带宽提供滤波功能。

图5A至图5D是示出根据本发明的实施方式的DPD带宽特性的图。 如以上参照图2在所说明的，DPD带宽与FB BPF带宽相关联，DPD带 宽小于传统系统所需的带宽。图5A示出了DPD输入信号。图5B示出了 在FB BPF204之后的反馈信号的带宽。如图5B所示，与DPD带宽相比， 在FB BPF204之后的反馈信号的带宽减小。因此，参照图2，RF反馈带 通滤波器（RF FB BPF）204具有如图5B所示的带宽。与DPD带宽相比， 该带宽减小。

图5C示出了具有预失真分量（基于反馈信号）以及与传统系统相比 更窄的FIR数字滤波器带通特性的DPD输出信号。具有预失真分量的信 号的带宽比DPD带宽小很多。如图5C所示，预失真分量430（参见图 4C）大于预失真分量530。这是由RF FB BPF204提供的滤波特性所引起 的。应当注意，与预失真分量530相关联的带宽比DBD BW窄很多。

图5D示出了PA/双工器输出信号。与图4D相比，该双工器对很好 地减少输入信号的带宽外部的输出失真有显著作用。在期望信号的各个带 边缘附近，DPD提供足够量的失真减少。因此，使用双工器的滤波特性 使得能够在比其它可用范围小的范围上进行补偿。在载波附近，因为本文 中使用数字预失真技术，所以带外功率（数据频谱外部）基本为零。虽然 存在一些带外功率，但是大部分功率在双工器的带宽外部，从而导致大部 分功率由双工器滤波。

图6是示出了采用DPD的传统系统的频谱输出响应的曲线图。图6 中的结果针对不具有任意FB BPF的传统PA系统。该结果针对4载波 WCDMA输入信号（总带宽为20MHz）和60W的平均输出功率。失真 的带宽为约100MHz（即，信号带宽的5倍）。DPD将失真降低超过20dB。

图7A至图7C是示出了针对根据本发明的各种实施方式的系统的频 谱输出响应的曲线图。图7A至图7C所示的频谱示出了基于FB BPF（FIR 滤波器203）带宽的各种值（分别为25MHz、30MHz和40MHz）的 DPD性能。在25MHz的FB BPF带宽的情况下，与DPD性能相关联的 频谱包括预定等级的噪声。在使用采样率比传统系统中所采用的反馈 ADC的采样率（可能>100MHz）低很多的ADC210时，使用30MHz 和40MHz的FB BPF带宽的系统提供可比得上传统系统的DPD性能的 DPD性能结果。另外，本发明的实施方式使用特征在于其带宽比传统系 统中的传统滤波器的带宽低很多的滤波器203，其中，传统滤波器的带宽 的典型值大于信号带宽的五倍。系统带宽（即，25MHz）是指反馈回路 和图2中的RF FB BFP204或图3中的IF FB BPF301的带宽。

表1是示出本发明的实施方式的邻信道泄露功率比（ACLR）性能的 表格，其中，根据图6和图7A至图7C的结果取得ACLR的值。表1是 在各个行中示出如下ACLR性能的表：不具有DPD的PA系统；具有传 统DPD方法的PA；根据本发明的包括具有25MHz的FB BPF的DPD 的PA；根据本发明的包括具有30MHz的FB BPF的DPD的PA；以及 根据本发明的包括具有40MHz的FB BPF的DPD的PA。基于表1所示 的数据，使用具有30MHz最小带宽的FB BPF的系统能够实现与具有 DPD的传统PA类似的性能。因此，本发明的一些实施方式使用30MHz 的反馈路径带宽，这意味着可以采用具有仅60Msps的采样率的反馈 ADC。这与需要具有200Msps或更大采样率的反馈ADC来实现类似性 能的传统DPD系统相反。

在一些实施方式中，60Msps的反馈ADC用于20MHz的瞬时输入 信号带宽，并且双工器使用20MHz带宽。在一些实施方式中，所使用的 双工器具有比瞬时输入信号带宽或工作输入信号带宽略大的带宽。在一些 实施方式中，反馈带宽的值被设置为大于瞬时输入信号带宽或工作输入信 号带宽约20%的值。在一些实施方式中，将支持60MHz的瞬时输入信 号带宽或工作输入信号带宽的系统的反馈带宽值设置为72MHz，例如将 由采用具有144Msp采样率的反馈ADC产生。因此，本发明的实施方式 提供了使用如下传统DPD系统不可得到的益处（包括降低成本和复杂 性），该传统DPD系统采用具有250Msps采样率的反馈ADC（作为许多 传统DPD系统的普遍选择）。

表1

如表1所示，不具有DPD的功率放大器在+5MHz和-5MHz处分别 具有37.1dBc和28.2dBc的ACLR值。使用传统系统，实现-51.64dBc 等和-50.38dBc等值。使用本发明的实施方式，如最后三行所示，分别实 现-47.89dBc、-50.85dBc以及-51.35dBc值。因此，尽管本发明25MHz 的系统的性能稍有劣化，但是30MHz系统的性能改善并且基本上等于 40MHz系统。因此，本发明的实施方式可以使用在比传统DPD系统的 带宽（即，100MHz）窄很多的带宽（即，40MHz）上工作的系统。

图1是示出了根据本发明的实施方式的用于增加DPD线性化带宽的 方法的简化流程图。该方法100包括：在DPD处接收复合输入信号（101） 以及使用DPD向信号引入预失真（102）。该方法还包括使用数字滤波器 对预失真的信号进行滤波（103），以及将滤波后的信号变换为模拟信号 （104）。可以在小于DPD的带宽的滤波器带宽上（例如在30MHz与50 MHz之间的滤波器带宽上）对预失真的信号进行滤波。

该方法还包括：对模拟信号进行正交调制（105）；对调制信号进行放 大（106）；耦接放大的信号的一部分以提供反馈信号（107）；以及使用带 通滤波器对反馈信号进行滤波（108）。可以在小于DPD的带宽的带通带 宽上使用带通滤波器对反馈信号进行滤波，例如，带通带宽上可以在30 MHz与50MHz之间。

另外，该方法包括：对滤波后的反馈信号进行下变频（109）；将下变 频后的信号变换为数字信号（110）；以及将数字信号在DPD的反馈输入 处提供给DPD（111）。可以以小于DPD的带宽的两倍的采样率（例如， 以60Msps与100Msps之间的采样率）对下变频后的信号进行变换。

应当理解，图1所示的具体步骤提供根据某些实施方式的用于增加 DPD线性化带宽的特定方法。根据替选实施方式还可以执行其它的步骤 顺序。例如，本发明的替选实施方式可以以不同顺序执行以上概述的步骤。 此外，图1所示的各个步骤可以包括可以以相对于各个步骤适当的各种顺 序执行的多个子步骤。此外，可以依据特定应用来添加或移除附加步骤。 本领域内技术人员应当认识到许多变形、修改和替换。

尽管已经参照优选实施方式描述了本发明，但是将理解本发明不限于 其所述的细节。已经在前面描述中提出了各种替代和修改，并且本领域内 技术人员将想到其它替代和修改。因此，所有这样的替代和修改意于包括 在如所附权利要求所定义的本发明的范围内。