基于合成相关函数的BOC(15,2.5)调制方式捕获方法

摘要

本发明提供的是一种基于合成相关函数的BOC（15，2.5）调制方式捕获方法。1：选取一段1ms的BOC(15,2.5)中频信号作为接收机接收数据信号，选取多普勒频移范围、搜索频率步进、检测阈值；2：对所述数据信号进行剥离载波、混频处理，得到I路信号和Q路信号，再将这两个信号分别进行FFT处理；3：本地产生BOC（15,2.5）调制信号，分解为12个子信号，进行FFT变换并取共轭，然后将I、Q支路的信号与之分别相乘并分别进行IFFT变换；4：本地储存所需辅助函数的12个子式子；5：将步骤3和4最后结果对应相加；6：将处理得到的两个支路的结果先进行非相干积分，然后与门限值γ进行比较判断是否捕获到。本发明应用于北斗导航系统中B3频段的BOC（15，2.5）调制方式。

说明书

技术领域

本发明涉及的是一种GNSS（全球卫星导航系统）中接收机的捕获处理方法，具体涉及将 要应用于Compass Navigation Satellite System（北斗卫星导航系统）中中心频率为 1268.52MHz，带宽为24MHz的B3频段，B3频段将要使用BOC（15，2.5）调制方式。

背景技术

北斗卫星导航系统，是我国自主研制建设的卫星导航定位系统。我国于2003年建成了北 斗区域导航系统（北斗1代）。该系统可以实现在中国以及周边区域定位、授时、报文等多项 功能。目前我国正在对该系统进行进一步建设，现已建成区域导航系统，覆盖整个亚太地区， 可以为整个亚太地区提供导航服务，第三步是计划在2020年形成一个全球导航系统，即北斗 2号导航定位系统，该系统由5颗静止轨道卫星和30颗非静止轨道卫星组成，可以实现为全 球用户提供开放服务和授权服务。

随着卫星导航技术的快速发展，使得新一代卫星导航系统（GNSS—Global Navigation  Satellite Systems）呈现出一种多级竞争与优势互补的崭新局面。卫星导航系统也从独立建 设开始走向合作开发利用，为了使多个导航系统之间实现兼容，使卫星导航频段能够频带共 享以及频谱分离，同时达到较高的检测精度和性能要求，所以新一代卫星导航信号均采用二 进制偏移载波（BOC—Binary Offset Carrier）调制方式。与BPSK(双相移位键控)调制方式 相比较，BOC调制使系统在性能上拥有多方面的优势：BOC调制在信道噪声和抗多径方面，可 以获得比BPSK调制更好的性能，该性能的提高主要源于BOC调制可以将信号能量更多的集中 到信号所在带宽的边缘位置，增加信号的有效带宽；可以通过不同的频带占有方式减少与公 共频带上已有导航信号间的干扰；改进的BOC调制方式既可以实现在信号上下边带分别承载 不同信号的功率，又能简化发射端基带发生器和高频功率放大器的设计。当然BOC调制方式 也是存在缺点的，那就是自相关函数（ACF—Autocorrelation Function）具有多边峰特性， 并且边峰的个数会随着调制阶数的提高而增加，容易使信号在捕获或跟踪时出现模糊点，从 而造成误捕获或误跟踪现象，给测距带来模糊性。

目前，已经提出了一些方法来解决BOC调制信号模糊问题，主要有以下几种方法：（1） bump and jump通过增加两路额外的相关器，即远超前和远滞后相关器，通过比较相邻两峰 的接收功率，确保即时支路所产生的本地码能够与接收信号对齐，保证即时支路捕获到主峰， 降低误锁概率。该方法优势在于一旦锁定主峰，具有较高的跟踪精度，缺点是由于它是基于 主峰和两侧边峰功率大小比较，所以当信噪比较低时会有很高的漏检和虚警概率，并且一旦 发生误锁情况，所需的恢复时间较长，因此对于实时性的场合不太适合。（2）BPSK-like方 法，该方法主要有两种典型的代表应用，分别被命名为“B&F”法和“M&H”法，其核心思想 是利用BOC调制信号功率谱主瓣与BPSK调制信号功率谱相似的特性，实现BOC自相关函数的 单峰特性，但该方法也是存在着不足和局限的，例如由于采用了滤波器，对于单边带处理情 况会存在3db的衰减，对于双边带来说，会有0.5db的衰减，而且该方法也丧失了BOC调制 信号高精度跟踪性能的优势，所以需要进一步改进和优化处理。（3）三路并行相关的捕获算 法，该算法是基于时域串行操作的，通过附加两条支路避免BOC调制信号相关零点的影响。 过程是通过本地产生3路BOC信号，并以其中一路的相位为基准，另外两路分别为超前和滞 后支路。三路信号并行处理，最大值超过门限则认为捕获到信号，该方法的缺点是只适用于 BOC(n,n)型信号。（4）自相关边峰消除技术（ASPeCT——auto-correlation side-peak  cancellation technique）,通过利用BOC自相关函数平方与BOC／PRN互相关函数平方之间 的特殊特点来实现去除边峰的目的，但是该方法只适用于SinBOC(n,n)型。

发明内容

本发明的目的在于提供一种可以有效消除边峰，并且能够保持主峰宽度不变的基于合成 相关函数的BOC（15，2.5）调制方式捕获方法。

本发明的目的是这样实现的：

步骤1：选取一段1ms的BOC(15,2.5)中频信号作为接收机接收数据信号，同时对该信号 选取多普勒频移范围(ω_Dmin,ω_Dmax)，以及搜索频率步进Δω_D，同时设定检测阈值γ；

步骤2：对所述数据信号进行剥离载波处理，将接收数据与本地复制载波的同相支路上 的正弦信号以及正交支路上的余弦信号进行混频处理，实现去除载波，得到I路（同相支路） 信号和Q路（正交支路）信号，再将这两个信号分别进行FFT（快速傅里叶变换）处理；

步骤3：本地产生BOC（15,2.5）调制信号，将其分解为12个子信号，该12个子信号进 行FFT变换并取共轭，然后将I、Q支路的信号与之分别相乘并分别进行IFFT变换，并存储；

步骤4：本地储存所需辅助函数的12个子式子；

步骤5：确定BOC（15,2.5）信号自相关函数主峰所在位置，将步骤3最后结果与步骤4 最后结果对应相加；

步骤6：将处理得到的两个支路的结果先进行非相干积分，然后与门限值γ进行比较，对 其进行判断，判断信号是否捕获到，如果结果大于门限值则表明捕获成功；否则表明当前的 卫星信号没有捕获成功，继续调节本振和本地BOC码，返回步骤2，重复上述过程，直到卫 星信号捕获成功。

本发明较传统BOC（15，2.5）调制信号捕获方法所具有的优点：

在现有的技术中，对于BOC（15，2.5）调制信号的去边峰处理通常是采用副载波消除法。 该方法可以去除边峰，只保留一个主峰，使接收机更易捕获主峰，不被边峰干扰，这是接收 机能够捕获到BOC（15,2.5）调制信号的关键所在。但该方法也是存在缺点的，缺点在于经 过该方法处理后的信号主峰附近还是存在小的毛刺，当信噪比较低时，毛刺的幅值容易超出 主峰幅值，使接收机误认为毛刺是主峰，同时该方法扩大了主峰的宽度，使主峰宽度达到与 使用BPSK调制信号的宽度相同，丧失了BOC调制信号高精度跟踪性能的优势。本发明采用合 成相关函数的思想，通过变换BOC（15，2.5）调制信号的波形，使信号可以完全消除边峰， 同时也能保持主峰的宽度，使BOC（15,2.5）调制信号的优点不至于丧失。

附图说明

图1是捕获算法流程图。

图2是辅助函数波形图。

图3BOC调制信号自相关函数图。

图4是Rⁱ波形图。

图5a-图5b是捕获对比图。

具体实施方式

本发明描述的方法是针对于新型卫星调制信号的捕获方法，即BOC（15,2.5）调制信号捕 获方法，该发明运用了合成相关函数的思想，重组了检测变量，与传统的BOC调制信号捕获 方法相比，该方法能够完全去除BOC调制信号边峰，防止信号边峰误导接收机，对其捕获过 程以及后续处理产生干扰。本发明设计流程如图1所示，步骤如下：

步骤1：选取一段1ms中频信号的数据作为接收机接收数据信号，同时对该信号选取合 适的多普勒频移范围(ω_Dmin,ω_Dmax)，以及搜索频率步进Δω_D，同时设定检测阈值γ。

步骤2：对该数据信号进行剥离载波处理，将接收数据与本地复制载波的同相支路上的 正弦信号以及正交支路上的余弦信号进行混频处理，可以实现去除载波，得到I路（同相支 路）信号和Q路（正交支路）信号。再将这两个信号分别进行FFT（快速傅里叶变换）处理。

具体过程：

因为接收卫星信号的输入模型是一样的，所以我们只分析其中的一颗卫星信号，假设某 一颗卫星信号的接收模型为：

式(1)中：s(k)是该颗卫星在采样时间t_k时的接收信号，c(t_k-t_s)表示初始码相位为t_s的BOC （15,2.5）码序列；为初始载波相位；频率ω_IF是中频，_ωD是载波信号的多普勒频移；n(k) 是高斯白噪声；k=0,1,…N-1，为对应的对该颗卫星数据段进行处理的采样点。

将接收信号s(k)与本地复现的载波复正弦信号进行混频处 理。滤除高频分量后得到：

式(2)中：为第i次载波频率搜索点与接收信号载波频率间的频率差值；是第i次估算的本地载波多普勒频移值；为本地复现的载波相位与接收数据的 载波相位之间的相位差值；当频率差值Δω_d=0时，即本地复现的载波频率与接收信号的载波 频率相等时，便可实现载波的完全剥离，最终会得到一个包含常数因子的接收BOC（15,2.5） 码序列：之后将其分为两个支路，其中I支路的序列为 Q支路的序列为

将去除载波之后的两个支路分别进行FFT变换，具体表现形式如下：

$\left(\begin{array}{c}{Y}_1\\ Y_2\end{array}\right)=\mathrm{FFT}\left(\begin{array}{c}{y}_1\\ y_2\end{array}\right)---\left(3\right)$

步骤3：本地产生BOC（15,2.5）调制信号，将其分解为12个子信号，该12个子信号进 行FFT变换并取共轭，然后将I、Q支路的信号与之分别相乘并分别进行IFFT变换，并存储。

具体过程：

由于I、Q支路的处理过程完全相同，所以只分析其中的I支路，将本地要生成的BOC （15,2.5）调制信号按照公式（4）生成，并分别存储

$S_{\mathrm{BOC}}\left(t\right)=\mathrm{sgn}\left(\sin \left(2\pi f_{s}t\right)\right)=\underset{i=0}{\overset{11}{\Sigma }}{(-1)}^{i}p{T}_{B1}(t-i{T}_{B1})=\underset{i=0}{\overset{11}{\Sigma }}{S}_{\mathrm{subBOC}}^i---\left(4\right)$

其中表示第i个副载波序列，sgn(□)表示正负号函数，f_s表示副载 波频率，$p{T}_{B1}\left(\tau \right)=\left(\begin{array}{cc}1& \left|\tau \right|\le T_c/12\\ 0& \mathrm{otherwise}\end{array}\right),$T_c表示码宽。

然后将此12个副载波序列分别进行FFT变换，并取共轭，具体表现形式如下：

$\left(\begin{array}{c}\mathrm{mb}1\\ \mathrm{mb}2\\ ·\\ ·\\ ·\\ \mathrm{mb}12\end{array}\right)={\left(\begin{array}{c}\mathrm{FFT}\left(\begin{array}{c}{S}_{\mathrm{subBOC}}^0\\ S_{\mathrm{subBOC}}^1\\ ·\\ ·\\ ·\\ S_{\mathrm{subBOC}}^{11}\end{array}\right)\end{array}\right)}^{\#}---\left(5\right)$

其中mb1…mb12表示对应的副载波序列FFT变换之后并取共轭的值，#表示共轭。

最后将步骤2结果与该12个副载波序列分别相乘并求出IFFT，得到结果：

$\left(\begin{array}{c}{R}_{\mathrm{boc}}^0\\ R_{\mathrm{boc}}^1\\ ·\\ ·\\ ·\\ R_{\mathrm{boc}}^{11}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{c}\mathrm{MB}1\\ \mathrm{MB}2\\ ·\\ ·\\ ·\\ \mathrm{MB}12\end{array}\right)=\mathrm{IFFT}\left(\begin{array}{c}{Y}_1*\mathrm{mb}1\\ Y_1*\mathrm{mb}2\\ ·\\ ·\\ ·\\ Y_1*\mathrm{mb}12\end{array}\right)---\left(6\right)$

步骤4：本地储存所需的辅助函数的12个子式子。

具体过程：

为了消除来自BOC（15,2.5）调制信号自相关函数的边峰威胁性，同时保留主峰的陡峭 程度，在本地预先存储一个辅助函数，现将辅助函数命名为副函数，副函数的波形如图2所 示，其表达式为：

$\left(\begin{array}{c}{R}_{\mathrm{BOCsub}}\left(\tau \right)=\underset{m=0}{\overset{11}{\Sigma }}\underset{i=0}{\overset{11}{\Sigma }}{(-1)}^{i*m}\Lambda (\tau -(i-m)T_{\mathrm{sc}})\\ =\underset{m=0}{\overset{11}{\Sigma }}{R}_{\mathrm{sub}}^m\left(\tau \right)\end{array}\right)---\left(7\right)$

其中表示副函数的第m个副相关序列，T_sc=T_c/12，表示 副码片宽度，可以看出副函数是由这12个副相关序列加合而成。

步骤5：确定信号自相关函数主峰所在位置，将步骤3结果与步骤4结果对应相加。

具体过程：

同样，I、Q支路处理过程相同，所以只分析其中一条支路。

根据公式

$R_{\mathrm{BOC}}\left(\tau \right)=\underset{m=0}{\overset{11}{\Sigma }}{R}_{\mathrm{boc}}^m---\left(8\right)$

我们可以得到BOC（15,2.5）调制信号的自相关函数值，波形如图3所示，通过观察波 形，是可以估计出的全局最大峰值，以及峰值所对应的码片延迟τ，对应幅度A和 相应相位θ。随后将之前所存储的副函数R_BOCsub(τ)的副相关序列以码片延迟τ为中心，与自相 关函数分式子分别对应作和。

$R\left(\tau \right)=R_{\mathrm{BOC}}\left(\tau \right)+R_{\mathrm{BOCsub}}\left(\tau \right)=\underset{m=0}{\overset{11}{\Sigma }}(R_{\mathrm{boc}}^m\left(\tau \right)+R_{\mathrm{sub}}^m\left(\tau \right))---\left(9\right)$

步骤6：运用提出的方法进行变换，将处理得到的两个支路的结果先进行非相干积分， 然后与门限值γ进行比较，对其进行判断，判断信号是否捕获到。如果结果大于门限值则表 明捕获成功；否则表明当前的卫星信号没有捕获成功，继续调节本振和本地BOC码，返回步 骤2，重复上述过程，直到卫星信号捕获成功。

具体处理过程如下：

设

$R^i=R_{\mathrm{boc}}^i\left(\tau \right)+R_{\mathrm{sub}}^i{\left(\tau \right)}_{1=\mathrm{1,2}···11}---\left(10\right)$

波形如图4所示，为了消除BOC（15,2.5）调制信号边峰，同时又能够不损失信号所包 含的信息，重组运算规则，确定新的检测变量为：

$H=\left|\underset{i=0}{\overset{5}{\Pi }}{R}^{2i}\right|-\left|\underset{m=0}{\overset{5}{\Pi }}{R}^{2m+1}\right|---\left(11\right)$

经过此运算之后，能够有效的消除边峰，保持主峰宽度，达到理想效果。运用合成相关函数 法处理与BOC调制信号直接自相关的效果对比如图5所示，通过观察波形，可以看出，直接 自相关的波形有很多的边峰，这对接收机进行主峰捕获有非常大的威胁，而经过合成相关函 数法处理后，边峰被完全的消除了，只剩下接收机所需要的主峰，使信号能够更好的捕获到。

由于I、Q支路分别得到一个H值，将这两个值进行非相干积分处理，处理后得到的结 果与之前设定好的门限进行比较，即进行非相干包络检测，判定该信号是否被捕获成功，如 果结果大于门限值则表明已经捕获成功，若小于门限值，则表明当前的卫星信号并没有捕获 成功，调节本振和本地BOC调制信号，返回步骤2，重复以上搜索过程，直到卫星信号捕获 成功。