反激式变换器临界断续、断续模式的输出电压原边检测

摘要

本发明公开了一种反激式变换器临界断续、断续模式的输出电压原边检测，包括自学习模块等；第一步：自学习模块接收辅助或原边绕组电压VCR，并对VCR电压波形进行分析后，输出二分之一谐振下降时间Td和采样保持信号CPS/H；第二步：可控时移的时移电路接收辅助或原边绕组电压VCR，并根据自学习模块输出的二分之一谐振下降时间Td将辅助或原边绕组电压VCR进行相应时移二分之一谐振下降时间Td，输出VTD；第三步：采样电路在自学习模块输出采样保持信号CPS/H时，对可控时移的时移电路输出的VTD进行采样保持，并输出电压VS/H；所述输出电压VS/H是原边绕组上的反射电压VO_REFL，通过原边绕组上的反射电压VO_REFL能精确地表征反激式功率变换器的输出电压VO。

说明书

技术领域

本发明涉及应用电子技术领域中的功率变换器拓扑检测及控制，尤其是一种用于反激式功率变换器输出电压的检测方法，即反激式变换器临界断续、断续模式的输出电压原边检测；即通过原边绕组电压的检测来精确地检测反激式功率变换器工作在临界断续和断续模式下时的输出电压。

背景技术

由于反激式功率变换器具有通过低成本的耦合电感变压器完成输入输出隔离特点，所以在中小功率直流-直流，交流-直流的应用中十分广泛。反激式功率变换器的输出电压能通过其耦合电感变压器的原边检测来完成，而简化反激式功率变换器中由光电耦合器及其他元器件构成的反馈电路，可以进一步降低反激式功率变换器的成本。

反激式功率变换器工作在临界断续和断续模式下时，当输出二极管D_O的输出电流I_DO由最大值衰减到零时，耦合电感变压器原边绕组上的反射电压V_{O_REFL}是其副边输出电压V_O乘以原副边绕组匝比值N，即，此时，耦合电感变压器原边绕组上的反射电压V_{O_REFL}能精确地表征反激式功率变换器的输出电压V_O。

为实现通过耦合电感变压器的原边绕组上的反射电压V_{O_REFL}精确地表征反激式功率变换器的输出电压V_O，已有相当多的专利提出了各种实现方法，如专利号分别为US6853563B1，US7463497B2，US8213192B2和US20120140531A1的专利都提出了相似的概念，即在原边绕组电压下降的拐点之前，对原边绕组电压进行采样，采样电压即能精确地表征反激式功率变换器的输出电压V_O。

在原边绕组电压下降的拐点之前，对原边绕组电压进行采样，即，采样点在拐点之前的这种采样操作，是一种非因果操作，然而非因果操作是比因果操作复杂的多，如专利号分别为US6853563B1，US7463497B2，US8213192B2和US20120140531A1的专利都针对这种非因果操作提出了相应的方法。但是这些所提出的方案中，没有足够的关注到谐振下降时间Td对采样点的影响。

一般反激式功率变换器工作在临界断续和断续模式下时，原边绕组电压拐点之后下降是以原边激磁电感L_M与功率开关的寄生电容C_R谐振下降。这谐振下降时间Td（如图1所示）是与原边激磁电感L_M和功率开关的寄生电容C_R相关：

$>T_d=\pi ·\sqrt{L_M·C_R}---\left(1\right)$>

对不同的功率等级和输入输出电压应用，对应的L_M和C_R有相当大的变化，对应的Td也有相当大的变化。关注和解决谐振下降时间Td对采样点的影响是本发明的目的。

发明内容

本发明要解决的技术问题是提供一种反激式变换器临界断续、断续模式的输出电压原边检测。

为了解决上述技术问题，本发明提供一种反激式变换器临界断续、断续模式的输出电压原边检测，包括自学习模块、可控时移的时移电路和采样电路；第一步：自学习模块接收辅助或原边绕组电压V_CR，并对V_CR电压波形进行分析后，输出二分之一谐振下降时间Td和采样保持信号CP_S/H；第二步：可控时移的时移电路接收辅助或原边绕组电压V_CR，并根据自学习模块输出的二分之一谐振下降时间Td将辅助或原边绕组电压V_CR进行相应时移二分之一谐振下降时间Td，输出V_TD；第三步：采样电路在自学习模块输出采样保持信号CP_S/H时，对可控时移的时移电路输出的V_TD进行采样保持，并输出电压V_S/H；所述输出电压V_S/H是原边绕组上的反射电压V_{O_REFL}，通过原边绕组上的反射电压V_{O_REFL}能精确地表征反激式功率变换器的输出电压V_O。

作为对本发明所述的反激式变换器临界断续、断续模式的输出电压原边检测的改进：所述自学习模块由比较器COMP1，比较器COMP2，逻辑与门以及微分电路构成；所述微分电路由电容C，电阻R以及运放OP构成；辅助或原边绕组电压V_CR经比较器COMP2输出谐振下降过零的“1”信号；辅助或原边绕组电压V_CR经微分电路输出V_CR谐振下降的负斜率；由于运放OP反向功能而输出正斜率值，使得比较器COMP1输出为“1”电平；比较器COMP1，COMP2输出均为“1”电平，逻辑与门输出保持“1”电平；当V_CR谐振下降的负斜率为零或转为正斜率时，比较器COMP1输出为“0”，并使逻辑与门的一输入为“0”，且使逻辑与门的输出为“0”；逻辑与门输出由开启到关闭所对应的脉宽就是对应的二分之一谐振下降时间Td脉宽。

作为对本发明所述的反激式变换器临界断续、断续模式的输出电压原边检测的进一步改进：所述可控时移的时移电路包括采样输入分配电路、N个存储单元电路和输出选择电路；所述所述Tdmax为最大谐振下降时间Td，所述Tcp为采样脉冲周期；所述采样输入分配电路由运放及开关网络组成；所述的每个存储单元电路均由一个电容组成；所述输出选择电路由另外的运放及可控时移的开关网络组成；向输入运放输入信号，通过输入运放完成高输入阻抗到低输出阻抗的转换；通过输入开关网络将经转换的采样信号循环分配到N个电容中；所述输出开关网络经Td/2延时后，循环从N个电容中输出V_TD；输出运放完成高输入阻抗到低输出阻抗的转换；可控时移的开关网络用来完成对采样信号经Td/2延时后信号的输出选择，从而达到可控时移的时移电路功能。

作为对本发明所述的反激式变换器临界断续、断续模式的输出电压原边检测的进一步改进：所述可控时移的时移电路包括采样输入分配电路、N个存储单元电路和输出选择电路；所述自学习模块根据Td/2脉宽信号的时间长度产生周期为Td/2N的N倍频时钟C_PN；所述N倍频时钟C_PN为采样输入分配电路和输出选择电路的时钟；所述输出选择电路的时钟比采样输入分配电路的输入时钟推迟N周期启动，相应的输出信号比输入信号延迟了Td/2时间；所述N倍频电路的具体N值由存储单元电路的数目来确定。

作为对本发明所述的反激式变换器临界断续、断续模式的输出电压原边检测的进一步改进：所述可控时移的时移电路由N个采样保持器S/H及相应的N个可控脉冲时移电路CTD以管道形式构成；所述所述Tdmax为最大谐振下降时间Td，所述Tcp为采样脉冲周期；所述可控脉冲时移电路CTD一方面接收输入脉冲上升沿启动ΔT脉冲时移；另一方面接收Td/2/N命令，使得ΔT脉冲时移对应Td/2/N；所述可控脉冲时移电路CTD一方面根据接收输入脉冲上升沿输出采样脉冲，使对应的采样保持器S/H执行采样保持操作；另一方面根据接收输入脉冲上升沿输出经ΔT时延的脉冲作为下一可控脉冲时移电路CTD的输入。

作为对本发明所述的反激式变换器临界断续、断续模式的输出电压原边检测的进一步改进：接收Td/2/N命令而使得ΔT脉冲时移对应Td/2/N的电路的方式如下：将固定的电流源Is对电容Cc充电，将充电过程中的电容电压V_Cc经比较器与Td/2/N脉宽控制信号对应的电压V_Td/2/N比较；当电容电压V_Cc大于V_Td/2/N，比较器由“0”电平跳变为“1”电平，即产生经ΔT时延的脉冲；所述电容电压V_Cc由比较器控制的状态寄存开关短路为零，直到接收到输入脉冲上升沿复位状态寄存开关而开启固定电流源Is对电容Cc充电操作。

作为对本发明所述的反激式变换器临界断续、断续模式的输出电压原边检测的进一步改进：所述S/H采样保持电路由采样保持开关、电容和运放组成；所述运放是用来完成输入输出阻抗转换的，即输入是高阻而输出是低阻。

作为对本发明所述的反激式变换器临界断续、断续模式的输出电压原边检测的进一步改进：所述可控时移的时移电路由N个采样保持器S/H及相应的N个可控脉冲时移电路CTD以管道形式构成；所述可控时移的时移电路和M个采样保持器S/H及相应的M个固定时移电路TD以管道形式构成加权平均电路；所述可控时移的时移电路的可控时移的最大总时移是N×TCP，加权平均是M个采样保持器S/H输出的加权平均；所述M为所需平均数确定。

本发明的优点如下：

一、是充分考虑原边绕组电压下降的拐点之后的已有非因果操作的谐振下降时间Td对采样点的影响而引入采样电压的精度问题。

二、通过一个开关周期的自学习过程得到精确的Td/2值来精确地修正输出采样电压。由于谐振下降时间Td是由原边激磁电感L_M和功率开关的寄生电容C_R决定的，这通过一个开关周期的自学习过程得到的Td/2值是相当稳定的。

三、可以借助已有的时移电路对输出采样电压进行加权平均而提高采样输出电压的可靠性和稳定性。

附图说明

下面结合附图对本发明的具体实施方式作进一步详细说明。

图1反激式功率变换器工作在临界断续模式下的U_CR和I_LM时域图；

图2本发明对应辅助（或原边）绕组电压V_CR和经时移电路输出电压V_TD；

图3本发明功能块方框图；

图4本发明自学习模块具体实例电路图；

图5本发明可控时移的时移电路具体实例电路图；

图6本发明采样电路具体实例电路图；

图7本发明加权平均具体实例电路图；

图8本发明具体实例1电路图；

图9本发明具体实例2电路图；

图10可控时移的时移电路具体实例电路二；

图11采用N倍频延时的时移电路具体实例电路。

具体实施方式

实施例1、图1～图11给出了一种反激式变换器临界断续、断续模式的输出电压原边检测；基本原理如下：

通过对反激式功率变换器工作在临界断续和断续模式下的辅助（或原边）绕组电压自学习得到精确的二分之一谐振下降时间Td，即Td/2。由公式（1）可知Td仅仅与原边激磁电感L_M和功率开关的寄生电容C_R有关。当得到精确的Td/2时，将对应辅助（或原边）绕组电压V_CR波形经可控时移的时移电路时移大于等于Td/2（如图2所示）。在对应辅助（或原边）绕组电压V_CR波形下降过零时，对可控时移的时移电路的输出电压V_TD进行采样。如图2所示103时刻采样输出电压V_S/H即为原边绕组上的反射电压V_{O_REFL}，原边绕组上的反射电压V_{O_REFL}能精确地表征这反激式功率变换器的输出电压V_O。

本发明的用于反激式功率变换器工作在临界断续和断续模式下的输出电压可以通过辅助（或原边）绕组电压的检测来精确地检测方案是由如下功能块组成：自学习模块1，通过对反激式功率变换器工作在临界断续和断续模式下的辅助（或原边）绕组电压V_CR自学习得到精确的二分之一谐振下降时间Td，即Td/2；可控时移的时移电路2，可受控于自学习模块1的输出Td/2；采样电路3，受控于自学习模块1而对可控时移的时移电路2的输出V_TD进行采样输出V_S/H。

主要的实现步骤如下：

第一步、自学习模块1接收辅助（或原边）绕组电压V_CR，并对V_CR电压波形进行分析，输出Td/2（此处所输出的Td/2为脉宽量Td/2）和采样保持信号CP_S/H；

第二步、可控时移的时移电路2接收辅助（或原边）绕组电压V_CR，并根据自学习模块1输出的脉宽量Td/2将辅助（或原边）绕组电压V_CR进行相应时移而输出V_TD；

第三步、采样电路3在自学习模块1输出采样保持信号CP_S/H时，对可控时移的时移电路2输出的V_TD进行采样保持，其输出电压V_S/H是原边绕组上的反射电压V_{O_REFL}，原边绕组上的反射电压V_{O_REFL}能精确地表征反激式功率变换器的输出电压V_O。

通过以下的叙述，更加具体的描述本发明所述的反激式变换器临界断续、断续模式的输出电压原边检测。

如图4（本发明的自学习模块1的具体实例电路图）所示，自学习模块1由有两个比较器COMP1，COMP2，逻辑与门以及微分电路构成；微分电路是由C（电容），R（电阻）和OP（运放）构成。

辅助（或原边）绕组电压V_CR经比较器COMP2输出谐振下降过零的“1”信号（在图2中104点），即比较器COMP2输出为“1”电平，比较器COMP2输出采样信号CP_S/H并开启逻辑与门输出Td/2脉宽上升沿。

辅助（或原边）绕组电压V_CR经微分电路输出V_CR谐振下降（在图2从102到105）的负斜率（由于运放OP的反向功能而输出正斜率值，这也使得比较器COMP1输出为“1”电平）。比较器COMP1,COMP2输出均为“1”电平，逻辑与门输出保持“1”电平。

当V_CR谐振下降的负斜率为零或转为正斜率（在图2中105点）时，比较器COMP1输出为“0”，并使逻辑与门的一输入为“0”，所以使逻辑与门的输出为“0”；逻辑与门输出由开启到关闭所对应的脉宽就是对应的Td/2脉宽。

以上所述的自学习模块1的输入信号是辅助（或原边）绕组电压V_CR电压，自学习模块1的输出信号分别是采样信号CP_S/H（比较器COMP2输出采样信号CP_S/H）和Td/2脉宽（逻辑与门输出由开启到关闭所对应的脉宽）。

如图5（本发明可控时移的时移电路2具体实例电路图）所示；可控时移的时移电路2由N（图5中，N=5）个采样保持器S/H及相应的N（图5中，N=5）个可控脉冲时移电路CTD以管道形式构成；采样脉冲CP的频率是按照奈奎斯频率原则选择，即是被采样信号最高频率的两倍以上；当采样脉冲CP的周期T_CP确定，可控时移的时移电路2的可控脉冲时移电路CTD的最大时移时间ΔT_MAX必须小于T_CP：

△T_MAX≤T_CP   （2）

对于要求的最大输出脉宽量Td_MAX/2及采样脉冲CP的周期T_CP，数目N用于构成可控时移的时移电路2内的采样保持器S/H及可控脉冲时移电路CTD的可表达为：

$>N\ge \frac{{\mathrm{Td}}_{\mathrm{MAX}}}{2·T_{\mathrm{CP}}}---\left(3\right)$>

可控脉冲时移电路CTD有两个输入，两个输出，分别如下；

第一输入是根据接收的输入脉冲上升沿，启动ΔT脉冲时移；

第二输入是根据接收的Td/2/N命令，使得ΔT脉冲时移对应Td/2/N；

第一输出是根据接收的输入脉冲上升沿输出采样脉冲，使对应的采样保持器S/H执行采样保持操作；

第二输出是根据接收的输入脉冲上升沿输出经ΔT时延的脉冲，作为下一可控脉冲时移电路CTD的输入。

以上所述（第二输入）中，接收Td/2/N命令而使得ΔT脉冲时移对应Td/2/N的电路实现方式如下：

1、将一固定电流源Is对一电容Cc充电，并产生电容电压VCc；

2、电容电压VCc经一比较器与Td/2/N脉宽控制信号对应的电压VTd/2/N比较；当VCc大于VTd/2/N时，比较器由“0”电平跳变为“1”电平，即产生经ΔT时延的脉冲；

3、所述的电容电压VCc由比较器控制的状态寄存开关短路为零，直到接收到输入脉冲上升沿复位，状态寄存开关就重新开启固定电流源Is对电容Cc的充电操作。

如图6（以上所述的采样电路3即采样保持器S/H）所示的具体实例电路图；采样电路3由采样保持开关、电容和运放组成。运放是用来完成输入输出阻抗转换的，即输入是高阻而输出是低阻。在图5中所示的S/H采样保持器（即可控时移的时移电路2中的采样保持器S/H）可以用图6所示的采样电路3的具体实例电路来实现。

如图7（可控时移的时移及加权平均具体实例电路图）所示；可控时移的时移电路2由N（图7中，N=3）个采样保持器S/H及相应的N（图7中，N=3）个可控脉冲时移电路CTD以管道形式构成；可控时移的时移电路2和M（图7中，M=2）个采样保持器S/H及相应的M（图7中，M=2）个固定时移电路TD以管道形式构成加权平均电路。该可控时移的时移电路2的可控时移的最大总时移是3×TCP，加权平均是两采样保持器S/H输出的加权平均。若要求更高的采样输出电压的可靠性和稳定性，可以增加M值来达到。图2所示的时移电路输出电压VTD是经过M=3加权平均的，显然由于加权平均的作用，输出电压VTD的纹波要小于辅助（或原边）绕组电压VCR电压的纹波。

将自学习模块1的具体实例电路、可控时移的时移电路2的具体实例电路以及采样电路3的具体实例电路按图3所示的本发明功能块方框图进行连接就能得到本发明的具体实例电路图8；将自学习模块1的具体实例电路、可控时移的时移及加权平均具体实例电路（可控时移的时移电路2的加权平均电路）的具体实例电路以及采样电路3的具体实例电路按图3所示的本发明功能块方框图进行连接就能得到本发明的具体实例电路图9。

如图10所示，为另外一种实现成本更加低的可控时移的时移电路2；其实现的概念是利用循环信号存储器的概念。具体如下：

此处如图10所示的可控时移的时移电路2包括采样输入分配电路21、N个存储单元电路22以及输出选择电路23；采样输入分配电路21将相继N个采样输入采样信号循环分配到这N个存储单元电路22，输出选择电路23经过Td/2延时后对这N个存储单元电路22循环选择输出从而达到可控时移的时移电路功能。

以上所述的采样输入分配电路21由运放及开关网络组成，其中运放完成高输入阻抗到低输出阻抗的转换功能；开关网络用来完成将N个采样输入采样信号循环分配到N个存储单元电路去的功能；每个存储单元电路22均是由一个电容组成的，每个电容分别经采样输入分配电路21的开关网络接收采样输入信号；输出选择电路23由另外的运放及可控时移的开关网络组成，所述另外的运放是完成高输入阻抗到低输出阻抗的转换功能，可控时移的开关网络是用来完成对采样信号经Td/2延时后信号的输出选择，从而达到可控时移的时移电路功能。

可控时移的时移电路2在具体实施中的延时，还可以通过倍频电路的概念来实现，图11所示：

自学习模块1（如图4所示）得到Td/2脉宽信号，根据该脉宽信号的时间长度Td/2生一个周期为Td/2N的N倍频时钟C_PN，用该时钟C_PN作为采样输入分配电路21端、输出择电路23端的时钟，输出选择电路23端的时钟比采样输入分配电路21端的时钟推迟周期启动，那么相应的输出信号比输入信号延迟了Td/2时间。

N倍频电路具体N值由存储单元电路22的数目来确定。该时移电路实现方法简单电路成本低，延时不易出错，并且存储单元电路22数较少。

最后，还需要注意的是，以上列举的仅是本发明的一个具体实施例。显然，本发明限于以上实施例，还可以有许多变形。本领域的普通技术人员能从本发明公开的内容直导出或联想到的所有变形，均应认为是本发明的保护范围。