一种适合5G网络的高速率小波多载波扩频通信系统及方法

摘要

本发明公开了一种适合5G网络的高速率小波多载波扩频通信系统及方法，包括设在无线网络中的若干个相互通讯的通信设备，所述通信设备包括信号发射装置和信号接收装置，所述信号发射装置包括依次连接的编码单元、扩频单元、载波调制单元和并串转换单元；所述信号接收装置包括依次连接的串并转换单元、小波滤波单元、解扩单元、数据解调单元和解码单元；对时间-频率选择性无线信道具有很强的适应性；同时，由于使用不同长度的扩频码对应于各带宽不同的小波子载波，加上相同长度的扩频码有很多选择，本发明可以获得比常规的使用快速傅立叶变换的多载波扩频通信系统高得多的数据率，因此适合高速的5G网络。

说明书

技术领域

本发明涉及无线通信技术领域，具体涉及适合5G网络的高速率小波多载 波扩频通信系统及方法，特别是涉及可随信道时频变化而变化的高速率小波多 载波扩频通信。

背景技术

无线信道具有时间-频率选择性衰减的特性和受多路径效应影响，在现有 的无线通信技术中，为了克服上述问题，主要采用多载波调制技术，即正交频 分复用技术和扩频技术相结合，即采用多载波扩频通信系统来实现数据传输。 然而目前现有的多载波扩频通信系统的技术方案虽然具有较高的调制效率，但 是正交频分多路复用的收信机构复杂，要求的协议亦复杂，构建的成本高昂， 而且同时由于正交频分多路复用采用快速傅立叶变换来实现，其子载波间频率 间隔固定且达到最小,因而对载波频率误差极为敏感。如果由于发射机和接收 机之间产生相对运动而引起多普勒效应以及时钟偏差而导致载波频率产生任 何误差，载波频率会失去正交性而产生较大的载波间干扰，使通信系统的可靠 性和适应性难以令人满意。另外，对于频率选择性信道而言，正交频分复用是 采用频率分散的方法，其运行的性能可以达到较好的效果；而对于时间选择性 信道或时间-频率选择性信道而言，正交频分复用无法应对信道的变化，其运 行的性能往往不能达到较好的效果。此外，正交频分复用对强噪声干扰极为敏 感，在如脉冲噪声干扰较大的情况下，可靠性和适应性均不令人满意。为了在 多载波扩频通信系统中，克服由于信道时频变化带来的性能下降的问题，开发 可随信道时频变化而变化的新的多载波扩频通信且能同时处理强噪声干扰是 必要的，但目前开发出的方法均具有较高的计算复杂度，难以在实时通信系统 中真正实现。同时，随着5G网络的研究和实施，对数据率提出了更高的要求， 采用快速傅立叶变换来实现多载波调制的方式，因为傅立叶变换仅用一维的频 率变换而受到限制，数据率难以在频率域上再得到提高。而二维时间-频率分 析的快速小波变换取代一维傅立叶变换则为数据率的提高提供了更为广阔的 空间。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术的缺点与不足，提供一种适合5G网络的高 速率小波多载波扩频通信系统，该系统具有较高的适应性和低计算复杂度，可 以获得比常规的使用快速傅立叶变换的多载波扩频通信系统高得多的数据率， 因此适合高速的5G网络。

本发明的另一目的在于，提供一种适合5G网络的高速率小波多载波扩频通 信系统的方法。

为了达到上述第一目的，本发明采用以下技术方案：

一种适合5G网络的高速率小波多载波扩频通信系统，包括设在无线网络 中的若干个相互通讯的通信设备，所述通信设备包括信号发射装置和信号接收 装置，其特征在于，所述信号发射装置包括依次连接的编码单元、扩频单元、 载波调制单元和并串转换单元；所述信号接收装置包括依次连接的串并转换单 元、小波滤波单元、解扩单元、数据解调单元和解码单元；

所述编码单元，用于对数据进行编码；

所述扩频单元，用于对数据进行扩频处理；

所述载波调制单元，用于调整线频率间距、子载波间频率间距和子载波间 频率；

所述并串转换单元，用于对多载波扩频信号进行小波逆变换来完成并串转 换；

所述串并转换单元，用于将接收到的码片数据信号进行采样得到串联形式 的数据；

所述小波滤波单元，用于滤除上述串联形式数据的干扰信号；

所述解扩单元，用于对各子载波的扩频伪随机二进制码元信号作自相关处 理，

所述数据解调单元，用于对解扩后的信号做二进制相移键控解调，还原出 所述信号发射装置所发送的数据；

所述解码单元，用于将还原后的数据解码。

所述扩频单元包括数据分配单元、码元数据与扩频码相乘单元以及调制信 号处理单元；

所述数据分配单元，用于根据数据速率的大小和允许的信道带宽，将待发 送数据分配到设定长度的扩频码允许带宽的N个子载波上，且依据线频率间距 和数据采样长度计算和设定子载波间频率间距，使子载波频率在频率域上表现 为连续的由小到大的单个频率，获得频率正交且间距可变的子载波二进制码元 数据；

所述码元数据与扩频码相乘单元，用于将频率正交且间距可变的子载波二 进制码元数据与扩频码相乘，得到码元数据信号的中心频率相互正交的连续变 化的调制信号；

所述调制信号处理单元，用于将调制信号的二进制码元进行扩频处理并进 行相加操作，得到扩频信号。

为了达到上述第二目的，本发明采用以下技术方案：

一种适合5G网络的高速率小波多载波扩频通信系统的方法，包括下述步 骤：

S1、信号发射装置处理步骤；

S11、将通过编码器编码后的各信道码元做扩频处理；

S12、由所述的载波调制单元调整线频率间距、子载波间频率间距和子载 波间频率，并将扩频信号s_j(t)发送至并串转换单元；

S13、在并串转换单元，对多载波扩频信号s_j(t)进行小波逆变换来完成并 串转换；

S14、经过并串转换之后可以得到输出信号y(t)；

S2、信号接收装置的处理步骤；

S21、将接收的信号转换成码元数据信号r(t)，

S22、将接收到的码片数据信号r(t)进行采样得到串联形式的数据，

S23、将多载波扩频信号s_j(t)通过设定的滤波器来减少脉冲噪声；

S24、将各子载波的扩频伪随机二进制码元信号作自相关处理；

S25、对解扩后的信号做二进制相移键控解调，还原出所述信号发射装置 所发送的数据；

S26、将还原后的数据解码。

步骤S11中，扩频处理的具体步骤为：

S111、根据数据速率的大小和允许的信道带宽，将待发送数据分配到设定 长度的扩频码允许带宽的N个子载波上，且依据线频率间距和数据采样长度 计算和设定子载波间频率间距，使子载波频率在频率域上表现为连续的由小 到大的单个频率，获得频率正交且间距可变的子载波二进制码元数据；

S112、将频率正交且间距可变的子载波二进制码元数据与扩频码相乘，得 到码元数据信号的中心频率相互正交的连续变化的调制信号；

S113、将调制信号的二进制码元按下式I）进行扩频处理并进行相加操作， 得到扩频信号s_j(t)：

$s_j\left(t\right)=\underset{i=1}{\overset{N}{\Sigma }}{A}_i{d}_i\left(t\right)c\left(t\right)\cos (2\pi f_{c_i}t+\theta )---I)$

式I）中，N为子载波的数量，d_i(t)为第i信道内t时刻的二进制码元数据， c(t)为扩频单元中带线性反馈的移位寄存器产生的值为+1或-1的t时刻扩频伪 随机二进制码片（PN_j码），f_ci为第i信道内的子载波中心频率，A_i为第i信道 的信号幅度，θ为该信道内信号的初始相位，为频率正交且间 距可变的子载波二进制码元数据。

步骤S12中，按下式II）进行处理：

线频率间距：$\Delta f_l=\frac{C}{2^n-1}$

子载波间频率间距：$\mathrm{\Delta f}=\frac{m}{N}\Delta f_l=\frac{\mathrm{mC}}{(2^n-1)N}---\mathrm{II})$

子载波频率：$\{f_c-(\frac{N}{2}-1)\mathrm{\Delta f}\},...,\{f_c-\mathrm{\Delta f}\},\left\{f_c\right\},\{f_c+\mathrm{\Delta f}\},...,\{f_c+\left(\frac{N}{2}\right)\mathrm{\Delta f}\}$

式II）中，C为扩频伪随机二进制码片的码片速率，2ⁿ-1为该码片（PN_j码）的码片长度，2ⁿ-1中n表示载波调制单元中的反馈移位寄存器的级数，△f_l为扩频伪随机二进制码片的线频率间距，△f为各子载波间频率间距，N为子载 波的数量，f_c为中心信道子载波中心频率，m为大于或等于1的正整数(m≥1) 并且要求

步骤S13中，并串转换过程按如下方法进行处理：

信号s₁(t)的带宽是信号s₂(t)的两倍，依次类推，信号s_J(t)的带宽最小，这 与对应的小波子载波的带宽相一致；如果PN₁码的码片长度是2ⁿ-1，则PN₂码 的码片长度是2^n-1-1，依次类推，PN_J码的码片长度是2^n-(J-1)-1；L_i是时间变 化长度，代表数据长度，且L₁=2L₂=...=2^J-1L_J，即带宽大的信号数据长度就 长，J个并行的多载波时频信号按频率由高到低排列如下：

s₁(t₁)s₁(t₂)...

s₂(t₁)s₂(t₂)...

…

s_J-1(t₁)s_J-1(t₂)...

s_J(t₁)s_J(t₂)...

J的数值取决于选择的小波分解的次数；信号s(t)的小波分解可以表示为：

式中Ψ_j,k(t)=2^-j/2Ψ(2^-jt-k)是小波方程，是尺度方程，w_j,k是小 波系数，a_J,k是近似系数。而离散小波变换是

$w_{j,k}={\left|2^J\right|}^{-\frac{1}{2}}s\left(t\right)\bar{\psi }\left(\frac{t-k{2}^j}{2^j}\right)\mathrm{dt}$

式中上划线代表共轭函数；在实际操作系统时，为了实现小波逆变换，可以把 输入的时频图数据看作是系列小波系数w_j,k（s₁(t₁)s₁(t₂)...s₂(t₁)s₂(t₂)...…,s_J-1(t₁)s_J-1(t₂)...和近似系数a_J,k（s_J(t₁)s_J(t₂)...进行小波多载波调制时，载波将分别是小波 Ψ_j,k(t)=2^-j/2Ψ(2^-jt-k)和尺度方程因此，经过并串转换单元 （小波逆变换）可以得到输出信号y(t)

为适应信道时频变化，可调整参数J和L_i的值；根据信道的时间-频率选择性 特性，如果频率选择性强，则J值可选大一些，L_i值可选小一些；如果时间 选择性强，则J值可选小一些，L_i值可选大一些。经过小波逆变换后，时频 图数据将会转换成串联的数据信号y(t)经无线信道发送至接收端。

步骤S21中，按下述式Ⅲ）将接收的信号转换成码元数据信号r(t)，

$\left(\begin{array}{c}r\left(t\right)=\underset{i=1}{\overset{N}{\Sigma }}[D\left(t\right)+R\left(t\right)]+n\left(t\right)\\ =\underset{i=1}{\overset{N}{\Sigma }}[A_i{d}_i(t-T_d)c(t-T_d)\cos (2\pi f_{\mathrm{ci}}t-{\phi }_0)+\\ \alpha A_i{d}_i(t-T_d-\Delta T_d)c(t-T_d-\Delta T_d)\cos (2\pi f_{\mathrm{ci}}t-{\phi }_0-\Delta {\phi }_0)+n\left(t\right)\end{array}\right)---\mathrm{III})$

式Ⅲ）中，D(t)为直接信号，R(t)为反射信号，n(t)为噪声，T_d为传播延迟，φ₀为子载波相位，α为反射信号相较于直接信号的相对传播损耗，其中0<α≤1， △T_d为相对传播延迟，△φ₀为相对相位差；

然后，采用下式IV）将r(t)变换成复数形式，

$\left(\begin{array}{c}r\left(t\right)=h\left(t\right)*y\left(t\right)=h\left(t\right)*[s\left(t\right)+n\left(t\right)]=\underset{-\infty }{\overset{+\infty }{\int }}h(\tau ,t)y(t-\tau )=\\ \underset{i=1}{\overset{N_p}{\Sigma }}{\alpha }_i\exp \left[j{\phi }_i\left(t\right)\right]y(t-\tau )\end{array}\right)---\mathrm{IV})$

式IV）中，h(t)为接收信道的脉冲响应，y(t)为发射信号，τ为时延，φ_i(t)为相 位，*是卷积标志，N_p为发射信号y(t)的数量；信道的时间选择性特性可由信 道的脉冲响应h(t)来表现，信道的频率选择性特性可由信道的频率响应H(f)来 表现。

步骤S22中，再按下式进行小波变换的操作，

$w_{j,k}={\left|2^J\right|}^{-\frac{1}{2}}\underset{-\infty }{\overset{\infty }{\int }}r\left(t\right)\bar{\psi }\left(\frac{t-k{2}^j}{2^j}\right)\mathrm{dt}$

式V）中，小波系数w_j,k可按发射端的时频图将串联形式的数据还原回

s₁(t₁)s₁(t₂)...

s₂(t₁)s₂(t₂)...

…，

s_J-1(t₁)s_J-1(t₂)...

近似系数a_J,k将串联形式的数据还原回s_J(t₁)s_J(t₂)...从而得到多载波扩频信号s_j(t)。

步骤S23中，用式VI）设计的滤波器来减少脉冲噪声：

$r^{\left(i\right)}j\left(k\right)=\sqrt{\frac{{\sigma }_W^2}{{\sigma }_W^2+{\sigma }^2}}{s}^{\left(i\right)}j\left(k\right)---\mathrm{VI})$

式VI）中，σ²是噪声方差的估计值，σ_W²是各子载波信号的均方值，s⁽ⁱ⁾_j(k)是 第i个子载波信号中被识别为受脉冲噪声干扰的信号数据，r⁽ⁱ⁾_j(k)是第i个子 载波信号滤波处理后的信号数据。

步骤S24中，二进制码元信号按下式VII）作自相关处理，

r⁽ⁱ⁾_j(t)=F^-1[R⁽ⁱ⁾_j(f)S⁽ⁱ⁾_j(f)]   VII）

式VII）中，r⁽ⁱ⁾_j(t)是获得的第i个子载波信号，F^-1是傅立叶变换的逆变 换,R⁽ⁱ⁾_j(f)是收到的经过小波滤波处理后的第i个子载波信号的傅立叶变换值， S⁽ⁱ⁾_j(f)是第i个子载波扩频伪随机二进制码元信号s⁽ⁱ⁾_j(t)的傅立叶变换值。

本发明相对于现有技术具有如下的优点及效果：

A）本发明所述方法在设定长度的扩频码（PN_j码）中，先按公式 将子载波间频率间距调大，大大降低了多路径衰 落和载波频率误差的影响，使通信的稳定性显著提高；

B）由于采用二进制相移键控(BPSK)作为载波调制方式,并且根据信号发 射装置待发送的数据速率和无线信道的带宽（即小波子载波的带宽）确定子载 波的数量使得子载波间频率正交,从而可以使用简单的频分多址（FDMA）技术 来实现N个子载波信号的多址接入。又由于各小波子载波内仅使用唯一的一个 扩频码，并且接收端的解扩过程是一种基于FFT(快速傅立叶变换)的自相关处 理，其计算的复杂度大大降低；

C）在数据率要求高的系统如5G网络，由于小波多载波系统的灵活性，可 以容易地选择多种混合调制方式。例如，可以选择四相相移键控（QPSK），正 交幅度调制（16QAM，64QAM）乃至更高阶的调制方式；也可以在一个小波子 载波内选用长度相同的许多扩频码（正交的PN码），这样的灵活方式可以既大 大提高频谱利用率和数据率，又可以使信道的性能即误码率不会受到大的影 响。

D）由于本发明提供的系统对多载波扩频信号按信道时频变化进行小波逆 变换来完成并串转换，使系统能应对时间-频率选择性信道，从而提高了系统 的稳定性；同时由于采用快速的小波变换，该系统具有较高的适应性和低计算 复杂度。

E）由于本发明提供的系统在信号接收装置加入了小波滤波单元，在小波 域上对识别的噪声进行滤波，大大降低了噪声和干扰的影响，更加提高了系统 的稳定性。

附图说明

图1为本发明所述的一种适合5G网络的高速率小波多载波扩频通信系统的 一个具体实施例的拓扑结构示意图。

图2为本发明所述通信设备的一个具体实施例的结构框图。

图3（a）为本发明所述信号发射装置的通信流程图。

图3（b）和信号接收装置的通信流程图。

图4为本发明所述的时频数据图。

具体实施方式

下面结合实施例及附图对本发明作进一步详细的描述，但本发明的实施方 式不限于此。

实施例

参见图1，本例所示无线通信系统由通信设备A、通信设备B与通信设备C 组成，在该系统中，通信设备B可通过高速率小波多载波扩频调制解调器将待 发送或接收到的数据进行处理发送至通信设备A和C或接收来自通信设备A和 C的并经过高速率小波多载波扩频调制解调器处理的数据。

以下将通信设备B中对应于二进制码片（PN₁码）发送8个信道的通信数 据至通信设备A和C的小波多载波扩频无线通信处理过程做详细描述：

参见图2，通信设备A或通信设备C都包括一个信号发射装置和一个信号 接收装置，其中，

所述的信号发送装置由依次连接的编码单元、扩频单元、载波调制单元和 并串转换单元（小波逆变换）组成；所述的信号接收装置由依次连接的串并转 换单元（小波变换）、小波滤波单元、解扩单元、数据解调单元和解码单元组 成。所述编码单元，用于对数据进行编码；

所述扩频单元，用于对数据进行扩频处理；

所述载波调制单元，用于调整线频率间距、子载波间频率间距和子载波间 频率；

所述并串转换单元，用于对多载波扩频信号进行小波逆变换来完成并串转 换；

所述串并转换单元，用于将接收到的码片数据信号进行采样得到串联形式 的数据；

所述小波滤波单元，用于滤除上述串联形式数据的干扰信号；

所述解扩单元，用于对各子载波的扩频伪随机二进制码元信号作自相关处 理，

所述数据解调单元，用于对解扩后的信号做二进制相移键控解调，还原出 所述信号发射装置所发送的数据；

所述解码单元，用于将还原后的数据解码。

本实施例适合5G网络的高速率小波多载波扩频通信系统的方法，包括下 述步骤：

S1、信号发射装置处理步骤；

S11、将通过编码器编码后的各信道码元做扩频处理；

S12、由所述的载波调制单元调整线频率间距、子载波间频率间距和子载 波间频率，并将扩频信号s_j(t)发送至并串转换单元；

S13、在并串转换单元，对多载波扩频信号s_j(t)进行小波逆变换来完成并 串转换；

S14、经过并串转换之后可以得到输出信号y(t)；

S2、信号接收装置的处理步骤；

S21、将接收的信号转换成码元数据信号r(t)，

S22、将接收到的码片数据信号r(t)进行采样得到串联形式的数据，

S23、将多载波扩频信号s_j(t)通过设定的滤波器来减少脉冲噪声；

S24、将各子载波的扩频伪随机二进制码元信号作自相关处理；

S25、对解扩后的信号做二进制相移键控解调，还原出所述信号发射装置 所发送的数据；

S26、将还原后的数据解码。

参见图3（a）和图3（b），本实施例中二进制码片（PN₁码）的码片速率 C为1MHz，码片长度为2⁹-1=511，取N=8，J=5（Ｎ和J取其它的数值同样适 用于本发明的技术方案），即通信设备B中发送通信数据至通信设备A和C的 小波多载波扩频无线通信控制流程如下：

在信号发射装置中，以扩频信号s₁(t)为例，首先，由所述的扩频单元将编 码器编码后的各信道码元数据做扩频处理，步骤如下：

a）根据数据速率的大小和允许的信道带宽，将待发送数据分配到允许带 宽的8个子载波上，且依据线频率间距和数据采样长度计算和设定子载波间 频率间距，使子载波频率在频率域上表现为连续的由小到大的单个频率，获 得频率正交且间距可变的子载波二进制码元数据；

b）将扩频码c(t)与频率正交且间距可变的各子载波二进制码元数据 相乘，得到码元数据信号的中心频率相互正交的连续变化的调 制信号；

c）将调制信号的二进制码元按下式I）进行扩频处理并进行相加操作，从 而得到扩频信号s₁(t)：

$s_j\left(t\right)=\underset{i=1}{\overset{N}{\Sigma }}{A}_i{d}_i\left(t\right)c\left(t\right)\cos (2\pi f_{c_i}t+\theta )---I)$

式I）中，d_i(t)为第i信道内t时刻的二进制码元数据，c(t)为扩频调制单元中带 线性反馈的移位寄存器产生的值为+1或-1的t时刻扩频伪随机二进制码片 （PN₁码），f_ci为第i信道内的子载波中心频率，A_i为第i信道的信号幅度，θ为 该信道内信号的初始相位，为频率正交且间距可变的子载波二 进制码元数据；

然后，由所述的载波调制单元按下式II）调整线频率间距、子载波间频率 间距和子载波间频率，并将扩频信号s₁(t)发送至并串转换单元（小波逆变换）：

线频率间距：$\Delta f_l=\frac{C}{2^n-1}$

子载波间频率间距：$\mathrm{\Delta f}=\frac{m}{N}\Delta f_l=\frac{\mathrm{mC}}{(2^n-1)N}---\mathrm{II})$

子载波频率：$\{f_c-(\frac{N}{2}-1)\mathrm{\Delta f}\},...,\{f_c-\mathrm{\Delta f}\},\left\{f_c\right\},\{f_c+\mathrm{\Delta f}\},...,\{f_c+\left(\frac{N}{2}\right)\mathrm{\Delta f}\}$

式II）中，C为扩频伪随机二进制码片的码片速率，2ⁿ-1为该码片的码片长 度，2ⁿ-1中n表示载波调制单元中的反馈移位寄存器的级数，△f_l为扩频伪随 机二进制码片的线频率间距，△f为各子载波间频率间距，N为子载波的数量， f_c为中心信道子载波中心频率，在本实施例中扩频伪随机二进制码片（PN₁码） 的码片速率C为1MHz，码片长度为2⁹-1=511，设定子载波间频率间距调整参 数m为72，这样可得扩频伪随机二进制码片的线频率间距△f_l和各子载波间频 率间距△f分别为：

$\Delta f_l=\frac{1000000}{511}=1.957\mathrm{KHz}$

$\mathrm{\Delta f}=\frac{m}{N}\Delta f_l=\frac{72\times 1000000}{511\times 8}=17.6\mathrm{KHz}$

令f_c为1000KHz，则各调制后的子载波的中心频率分别为：

947.2KHz，964.8KHz，982.4KHz，1000KHz，1017.6KHz，1035.2KHz，1052.8 KHz，1070.4KHz。

在并串转换单元（小波逆变换），并串转换的过程按如图4的时频图安排， 对多载波扩频信号s₁(t)以及用所述方法产生的s₂(t)，s₃(t)，s₄(t)，s₅(t)进行 小波逆变换来完成并串转换。在并串转换的过程取L₁=8192，L₂=4096， L₃=2048，L₄=1024，L₅=512，5个并行的时频信号按频率由高到低形成如下：

s₁(t₁)s₁(t₂)...

s₂(t₁)s₂(t₂)...

…，

s₄(t₁)s₄(t₂)...

s₅(t₁)s₅(t₂)...

然后，由所述的并串转换单元（小波逆变换）经过小波逆变换后（可采用快速 的9/7提升小波变换），时频图数据将会转换成串联的数据信号y(t)经无线信道 发送至接收端。

在信号接收装置中，首先，

1）所述的接收的信号按下式Ⅲ）所表述而得到码元数据信号r(t)，

$\left(\begin{array}{c}r\left(t\right)=\underset{i=1}{\overset{N}{\Sigma }}[D\left(t\right)+R\left(t\right)]+n\left(t\right)\\ =\underset{i=1}{\overset{N}{\Sigma }}[A_i{d}_i(t-T_d)c(t-T_d)\cos (2\pi f_{\mathrm{ci}}t-{\phi }_0)+\\ \alpha A_i{d}_i(t-T_d-\Delta T_d)c(t-T_d-\Delta T_d)\cos (2\pi f_{\mathrm{ci}}t-{\phi }_0-\Delta {\phi }_0)+n\left(t\right)\end{array}\right)---\mathrm{III})$

式Ⅲ）中，D(t)为直接信号，R(t)为反射信号，n(t)为噪声，T_d为传播延迟，φ₀为子载波相位，α为反射信号相较于直接信号的相对传播损耗，其中0<α≤1， △T_d为相对传播延迟，△φ₀为相对相位差；

然后，采用下式IV）将r(t)变换成复数形式，

$\left(\begin{array}{c}r\left(t\right)=h\left(t\right)*y\left(t\right)=h\left(t\right)*[s\left(t\right)+n\left(t\right)]=\underset{-\infty }{\overset{+\infty }{\int }}h(\tau ,t)y(t-\tau )=\\ \underset{i=1}{\overset{N_p}{\Sigma }}{\alpha }_i\exp \left[j{\phi }_i\left(t\right)\right]y(t-\tau )\end{array}\right)---\mathrm{IV})$

式IV）中，h(t)为接收信道的脉冲响应，y(t)为发射信号，τ为时延，φ_i(t)为相 位，*是卷积标志，N_p为发射信号y(t)的数量；信道的时间选择性特性可由信 道的脉冲响应h(t)来表现，信道的频率选择性特性可由信道的频率响应H(f)来 表现。

2）所述的串并转换单元（小波变换）先将接收到的码片数据信号r(t)进行 采样得到串联形式的数据，再按下式进行小波变换的操作，

式V）中，小波系数wj,k可按发射端的时频图将串联形式的数据还原回

s₁(t₁)s₁(t₂)...

s₂(t₁)s₂(t₂)...

…，

s₄(t₁)s₄(t₂)...

近似系数a_J,k将串联形式的数据还原回s₅(t₁)s₅(t₂)...

从而得到多载波扩频信号s_j(t)；

3）所述的小波滤波单元将多载波扩频信号s_j(t)（对应PN_j码）用以下设 计的滤波器来减少脉冲噪声：

$r^{\left(i\right)}j\left(k\right)=\sqrt{\frac{{\sigma }_W^2}{{\sigma }_W^2+{\sigma }^2}}{s}^{\left(i\right)}j\left(k\right)---\mathrm{VI})$

式VI）中，σ²是噪声方差的估计值，σ_W²是各子载波信号的均方值，s⁽ⁱ⁾_j(k)是 第i个子载波信号中被识别为受脉冲噪声干扰的信号数据，r⁽ⁱ⁾_j(k)是第i个子 载波信号滤波处理后的信号数据；

4）所述的解扩单元将各子载波的扩频伪随机二进制码元信号按下式VII） 作自相关处理，

r⁽ⁱ⁾_j(t)=F^-1[R⁽ⁱ⁾_j(f)S⁽ⁱ⁾_j(f)]   VII）

式VII）中，r⁽ⁱ⁾_j(t)是获得的第i个子载波信号，F^-1是傅立叶变换的逆变换, R⁽ⁱ⁾_j(f)是收到的经过小波滤波处理后的第i个子载波信号的傅立叶变换值， S⁽ⁱ⁾_j(f)是第i个子载波扩频伪随机二进制码元信号s⁽ⁱ⁾_j(t)的傅立叶变换值；

5）所述的数据解调单元对解扩后的信号做二进制相移键控解调，还原出 所述信号发射装置所发送的数据；

6）所述的解码器再将还原后的数据解码。

最后由所述的解码单元再将还原后的数据解码传送给设备。

上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受上述实 施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、 替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。