DVS系统开关DC-DC变换器的混合控制电路及其控制方法

摘要

本发明公开一种DVS系统开关DC-DC变换器的混合控制电路及其控制方法，采用基于传统线性数字PID与非线性数字滑模控制，通过混合数字算法实现了两种控制模式的有序切换。在稳态时，通过混合控制算法选择数字PID补偿器慢环路工作，实现输出电压的小纹波以及对较小跳变的快速反应。当DVS算法模块反馈信号发生跳变时，通过混合控制算法使PID补偿其环路停止工作，并选择数字滑模控制快环路，使DC-DC变换器快速达到新的稳定状态。本发明混合数字控制明显具有更快的动态响应速度，并且随着电压跳变的幅度越大，相对于传统数字PID控制的优势越明显；因此，本发明的混合数字控制DC-DC变换器适用于DVS系统。

说明书

技术领域：

本发明属于开关电源变换器领域，特别涉及动态电压调整技术（Dynamic Voltage Scaling, DVS）中提高电压转换模块开关DC-DC变换器的动态性能的控制电路及其控制方法。

背景技术：

随着便携式电子产品不断地向小型化、全集成化、多功能化发展，消费者对于可便携式电 子产品的功能要求越来越高，但是电池容量的发展并没有随之提升，如何提高便携式产品的待 机时间、以最有效率的方式来使用电池有限的能量成为了一个研究热点。动态电压调整技术 （DVS）就是一种被广泛使用的减小系统总体功耗的方法。由于处理器在设计时一般满足系统 最大的性能要求，而移动终端在大部分的工作时间里并不需要这样高的性能，因此，DVS技 术在处理器计算负荷较轻的情况下，同时降低处理器的时钟频率和供电电压以降低系统的能量 消耗；当处理器计算负荷加重时，处理器的时钟频率和供电电压快速提高以满足系统性能要求。

一般的DVS控制电路一般由系统负载/温度信息采集模块、DVS控制算法模块、时钟产生 模块及DC-DC电压变换器模块四个部分组成。其中，DC-DC变换器为处理器提供不同的供电 电压，以满足DVS系统所需要的多种工作电压。DC-DC变换器应用到DVS系统需要具有以 下的特点：1、能够根据处理器的反馈信号动态地调节DC-DC变换器的输出电压；2、DC-DC 变换器输出电压不仅需要较小的输出纹波，还要具有良好的动态响应速度，特别是参考电压变 化的跟随特性；3、DC-DC变换器自身具有较高的效率，控制电路消耗功耗少。

现阶段，市场上的主流DC-DC变换器的解决方案是采用模拟控制环路，包括模拟电压模 控制、模拟电流模控制、模拟迟滞控制等。模拟控制环路很容易受到温度、供电电压及工艺（PVT） 的影响，不利于系统的稳定；此外，模拟控制环路不具有可重构性，当输出电压或者电路参数 发生变化时，补偿电路难于相应调整，因此不适用于DVS系统的应用；最后，模拟控制环路 补偿网络需要的大电容增加了版图面积，不利于片上集成。

与模拟控制相比，数字控制策略具有良好的PVT特性、可编程性和高效率，可以很好地 解决以上的问题。目前研究比较广泛的数字控制有数字PID控制、数字V²控制、数字滑模控 制等。其中，数字PID控制采用波特图或根轨迹图的方式，利用零点对开关DC-DC变换器中 存在的两个极点进行补偿，保证变换器的稳定性，例如文献：“Digital Controller for DVS-Enabled  DC–DC Converter，”（Mukti Barai,IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS,VOL. 25,NO.3,MARCH2010）。但所设计的带宽和增益要满足系统在不同状态下的稳定性，研究者 经常会采用过设计，这将会限制DVS功能的动态响应速度。数字V²控制同时采样输出电压及 其纹波，通过快慢两个控制通路调制输出电压，具有良好的稳态性能和动态响应速度，其缺点 是控制环路容易受到外界干扰，需要进行斜坡补偿。例如文献：“A Constant Frequency  Output-Ripple-Voltage-Based Buck Converter Without Using Large ESR Capacitor”，（Yuan Yen Mai  and Philip K.T.Mok,IEEE TRANSACTIONS ON CIRCUITS AND SYSTEMS—II:EXPRESS  BRIEFS,VOL.55,NO.8,AUGUST2008）。数字滑模控制利用输出误差电压和滤波电容电流构 成滑模面，根据当前的状态时时地改变系统结构，迫使系统按照预定“滑动模态”的状态轨迹 运动。由于滑动模态可以进行设计且与对象参数及扰动无关，因此数字滑模控制具有很好的鲁 棒性和动态响应速度，但其缺点是输出纹波较大，且控制频率与电路参数、输出电压有关，一 般不直接作为DVS系统DC-DC变换器的控制电路。例如文献：《基于BUCK型变换器的滑模 变结构控制技术研究》，刘斌，浙江大学，2007年5月。

开关DC-DC变换器的主要性能参数包括效率、稳态输出纹波、动态响应速度（包括输出 负载跳变响应速度、参考电压跟随响应速度和输入电压跳变响应速度）等。参考电压跟随响应 速度是指当参考电压发生变化时，输出电压达到新的稳定电压所需要的时间，这一性能对于应 用到DVS系统的开关DC-DC变换器尤为重要。

目前数字控制开关DC-DC变换器的研究主要集中在恒定输出电压，很难兼具良好的稳态 性能和较快的输出电压快速跟随速度。例如，恒定系数数字PID补偿虽然在稳态时具有较小 纹波（10mV），但当参考电压发生跳变时，输出电压需要一个较长的时间才能达到新的稳定电 压，不利于DVS系统的应用。为了解决这一问题，有学者提出了系数自适应的数字PID补偿 器，可根据输出负载/参考电压跳变幅度，自适应地调节比例、积分、微分的系数，增大数字 PID补偿器的带宽和增益以提高动态响应速度。但是此控制算法需要复杂的数字电路以实现 PID系数的自适应调整，这将很大程度上增加了控制电路的设计难度和芯片面积。

发明内容：

本发明的目的在于提供一种DVS系统开关DC-DC变换器的混合控制电路及其控制方法， 其兼具传统数字PID稳态时纹波较小和数字滑模控制动态响应速度快的优点。在稳态时能够 分别提供1.2V、1.4V、1.6V、1.8V、2.0V、2.2V、2.4V、2.6V输出电压，纹波电压小于10mV； 当DVS算法模块反馈信号发生跳变时，变换器输出电压以大于20μs/V的跟随速度达到输出电 压，过冲/下冲电压小于20mV。

为了实现上述目的，本发明采用如下技术方案：

一种DVS系统开关DC-DC变换器的混合控制电路，包括DC-DC变换器主电路及其驱动 模块、量化范围可调的FLASH-WINDOW-ADC、电容电流检测模块、数字PID补偿模块、数 字滑模控制模块、跳变检测模块、模式切换状态机和数字脉冲宽度调制器；DC-DC变换器的 输出端连接FLASH-WINDOW-ADC的输入端、DVS控制模块和电容电流检测模块的输入端； DVS控制模块的输出端接FLASH-WINDOW-ADC的输入端；FLASH-WINDOW-ADC的输出 端连接数字PID补偿模块的输入端、数字滑模控制模块的输入端和跳变检测模块的输入端； 跳变检测模块的输出端连接模式切换状态机的输入端，模式切换状态机的输出端连接数字PID 补偿模块的输入端和数字滑模控制模块的输入端；数字PID补偿模块的输出端和数字滑模控 制模块的输出端连接数字脉冲宽度调制器的输入端，数字脉冲宽度调制器的输出端通过两路驱 动模块连接DC-DC变换器。

本发明进一步的改进在于：DC-DC变换器的输出电压V_out经过FLASH-WINDOW-ADC 量化为数字码，后经过PID补偿模块、DPWM模块、驱动模块构成了线性数字PID控制环路； 当DVS控制模块反馈的数字码保持恒定时，该线性数字PID控制环路工作以实现小纹波的输 出电压；

DC-DC变换器输出滤波电容电流经过电容电流检测模块量化为数字码I_c[n]，与 FLASH-WINDOW-ADC量化的输出误差信号e[n]，共同实现了数字滑模控制环路；当DVS控 制模块反馈的数字码发生跳变时，该数字滑模控制环路工作以提高输出电压跟随速度，当变换 器恢复到稳态时，控制模式重新切换到PID控制。

本发明进一步的改进在于：所述FLASH-WINDOW-ADC模块具量化窗口可调功能来量化 输出电压误差e[n]，该FLASH-WINDOW-ADC总量化范围为1.1V～2.7V，分为8个量化区间， 每个量化区间的量化为200mV；所述FLASH-WINDOW-ADC由一个3位DAC、带隙基准电 路、电压-电流转化电路、串联电阻网络、动态比较器、动态锁存器和编码器组成；3位DAC 的输出端接带隙基准电路和串联电阻网络，作为FLASH-WINDOW-ADC的量化范围中心；带 隙基准电路输出端接电压-电流转化电路；电压电流转化电路的输出端接串联电阻网络，提供 串联基准电流；串联电阻网络输出端和ADC输入分别接动态比较器的两个输入端，动态比较 器的输出端接动态寄存器输入端，得到温度计码；动态比较器输出端接编码器的输入端，将温 度计码转化为5位数字码。

本发明进一步的改进在于：FLASH-WINDOW-ADC的5位输出数字码输入到数字PID控 制模块，通过数字PID补偿模块得到9位的数字码，用于调制DPWM产生占空比可调的方波 信号；数字PID补偿器由2阶IIR数字滤波器实现，通过对功率级电路中存在的极点进行补偿， 保证环路的稳定性。

本发明进一步的改进在于：数字滑模控制环路由电容电流采样模块和滑模控制模块构成， 该数字滑模控制环路由电容电流和输出电压误差构成滑膜面，并迫使DC-DC变换器沿滑膜面 以指数形式趋向稳定点。

本发明进一步的改进在于：所述DVS系统开关DC-DC变换器的混合控制电路采用基于 RLC匹配网络的电容电流检测模块，将输出电容电流转化为电压值。

本发明进一步的改进在于：所述电容电流检测模块采用阻抗匹配、相位匹配，将输出滤 波电容的电流值经过一个检测电路转化为电压信号，并通过FLASH-WINDOW-ADC将电容电 流量化为数字码。

DVS系统开关DC-DC变换器的混合控制电路的控制方法，包括：

DC-DC变换器启动时，若RESET=1，则控制电路被复位到0，DC-DC变换器输出电压 V_out保持0V；若RESET=0，控制电路工作，DC-DC变换器启动；此时若|V_out-V_ref|＞V_th（本发 明V_th取3～5倍于输出电压纹波，即50mV），软启动电路启动，控制电路输出恒定占空比信号， 使DC-DC变换器输出电压以恒定斜率充电到参考电压V_ref；DC-DC变换器输出电压稳定到参 考电压时，线性数字PID控制环路工作，通过比例、积分、微分计算输出控制信号；此时跳 变检测模块检测FLASH-WINDOW-ADC量化的误差信号e[n]和电容电流检测模块量化的电容 电流I_c[n]，当e[n]或I_c[n]超出误差阈值窗口（50mV）或电容电流阈值窗口（100mA）时，DC-DC 变换器发生参考电压/负载跳变，模式切换状态机选择数字滑模控制环路，控制电路输出由滑 模面决定，DC-DC变换器快速趋向新稳定状态；当模式切换状态机检测误差信号到e[n]=0时， DC-DC变换器达到新稳定状态，重新切换到数字PID控制环路，直到下一个DVS反馈信号到 来。

相对于现有技术，本发明具有以下有益效果：

本发明采用基于传统线性数字PID与非线性数字滑模控制，通过混合数字算法实现了两 种控制模式的有序切换。在稳态时，通过混合控制算法选择数字PID补偿器慢环路工作，实 现输出电压的小纹波以及对较小跳变的快速反应。当DVS算法模块反馈信号发生跳变时，通 过混合控制算法使PID补偿其环路停止工作，并选择数字滑模控制快环路，使DC-DC变换器 快速达到新的稳定状态。

本发明混合数字控制明显具有更快的动态响应速度，并且随着电压跳变的幅度越大，相对 于传统数字PID控制的优势越明显。因此，本发明的混合数字控制DC-DC变换器适用于DVS 系统。

附图说明

图1为DVS系统的基本结构及工作原理示意图；

图2为本发明DVS系统开关DC-DC变换器的混合控制电路示意图；

图3为本发明DVS系统DC-DC变换器混合数字控制算法流程图；

图4为本发明具有量化范围可调功能的FLASH WINDOW ADC结构框图；

图5（a）和图5（b）分别为采用混合数字控制的开关DC-DC变换器输出电压跳变时序波 形及状态平面图。

图6为用于实现数字模块控制环路的电容电流检测模块示意图；

图7为采用混合数字控制DC-DC变换器参考电压跟随速度与传统PID控制模式对比。

具体实施方式：

本发明针对单独采用传统数字PID控制的DC-DC变换器应用于DVS系统时动态响应速 度较慢以及数字滑模控制纹波较大、开关频率不定的问题，基于数字PID控制与数字滑模控 制相结合，提出了一种DVS系统开关DC-DC变换器的混合控制电路及其控制方法，通过检 测输出电压误差及滤波电容电流，实现对两个环路的有序切换。当DVS算法模块反馈信号恒 定时，DC-DC变换器处于稳态，采用数字PID控制方式，实现小纹波的输出电压；当DVS算 法模块反馈信号变化时，变换器发生负载/参考电压跳变，控制电路自适应地切换到数字滑模 控制方式，以实现快速的动态响应速度，满足DVS系统对于开关DC-DC变换器输出电压快 响应的要求。为了检测变换器输出电压误差，本发明设计了一种量化范围可调的 FLASH-WINDOW-ADC；为了实现片上集成的数字滑模控制，本发明设计了一种基于RLC匹 配网络的电容电流检测模块。

本发明DVS系统开关DC-DC变换器的混合控制电路的整体电路结构如图2所示，包括 DC-DC变换器主电路及其驱动模块、量化范围可调的FLASH-WINDOW-ADC、电容电流检测 模块、数字控制模块（包括数字PID补偿模块、数字滑模控制模块、跳变检测模块、模式切 换状态机）、数字脉冲宽度调制器（DPWM）。

请参阅图2所示，DC-DC变换器的输出端连接FLASH-WINDOW-ADC的输入端、DVS 控制模块和电容电流检测模块的输入端；DVS控制模块的输出端接FLASH-WINDOW-ADC的 输入端，决定ADC的量化范围和参考电压；FLASH-WINDOW-ADC的输出端连接数字PID 补偿模块的输入端、数字滑模控制模块的输入端和跳变检测模块的输入端；跳变检测模块的输 出端连接模式切换状态机的输入端，模式切换状态机的输出端连接数字PID补偿模块的输入 端和数字滑模控制模块的输入端；数字PID补偿模块的输出端和数字滑模控制模块的输出端 连接数字脉冲宽度调制器的输入端，数字脉冲宽度调制器的输出端通过两路驱动模块连接 DC-DC变换器。

如图2所示，功率级主电路及其驱动模块实现降压型DC-DC变换器的功率传输功能。当 占空比信号使MP导通，MN关断时，电源通过MP对输出电容C进行充电，此时电感电流I_L 线性增加；当控制信号使MP关断，MN导通时，外部输入停止对输出电容C充电，同时由于 滤波电感L具有存储电流的作用，其电流i_L不会发生突变，电流对输出电容C的周期性充放 电决定了输出电容C上的电压值。因此，占空比的大小可以决定输出电压V_out的平均值，实现 对输出电压的调制。

如图2所示，DC-DC变换器的输出电压V_out经过FLASH-WINDOW-ADC量化为数字码， 后经过PID补偿模块、DPWM模块、驱动模块构成了线性数字PID控制环路。当DVS控制模 块反馈的数字码保持恒定时，该环路工作以实现小纹波的输出电压。DC-DC变换器输出滤波 电容电流经过电容电流检测模块量化为数字码I_c[n]，与FLASH-WINDOW-ADC量化的输出误 差信号e[n]，共同实现了数字滑模控制环路。当DVS控制模块反馈的数字码发生跳变时，该 环路工作以提高输出电压跟随速度，当变换器恢复到稳态时，控制模式重新切换到PID控制。

本发明提出的混合控制策略具体流程见图4所示。DC-DC变换器启动时，若RESET=1， 则控制电路被复位到0，DC-DC变换器输出电压V_out保持0V；若RESET=0，控制电路工作， DC-DC变换器启动。此时若|V_out-V_ref|＞V_th（本发明Vth取3～5倍于输出电压纹波，即50mV））， 软启动电路启动，控制电路输出恒定占空比信号，保证DC-DC变换器输出电压以恒定斜率充 电到参考电压V_ref，避免了DC-DC变换器启动过程中可能存在的浪涌电流。DC-DC变换器输 出电压稳定到参考电压时，线性数字PID控制环路工作，通过比例、积分、微分计算输出控 制信号。此时跳变检测模块检测FLASH-WINDOW-ADC量化的误差信号e[n]和电容电流检测 模块量化的电容电流I_c[n]，当e[n]或I_c[n]超出误差阈值窗口（e[n]的误差阈值窗口（50mV）， Ic[n]的电容电流阈值窗口（100mA））时，说明DC-DC变换器发生参考电压/负载跳变，模式 切换状态机选择数字滑模控制环路，控制电路输出由滑模面决定，变换器以较快的速度趋向新 稳定状态。当模式切换状态机检测误差信号到e[n]=0时，说明DC-DC变换器达到新稳定状态， 重新切换到数字PID控制环路以保证良好的稳态性能，直到下一个DVS反馈信号到来。

如图3所示，本发明所设计的5位FLASH-WINDOW-ADC模块具量化窗口可调功能，来 量化输出电压误差e[n]，该ADC总量化范围为1.1V～2.7V，分为8个量化区间，每个量化区 间的量化为200mV。这既保证了在每个量化区间内的高精度，也保证了在一个很宽的范围之 内都能够得到量化。本发明FLASH-WINDOW-ADC由一个3位DAC、带隙基准电路、电压- 电流转化电路、串联电阻网络、动态比较器、动态锁存器和编码器组成。3位DAC的输出端 接带隙基准电路和串联电阻网络，作为FLASH-WINDOW-ADC的量化范围中心；带隙基准电 路输出端接电压-电流转化电路；电压电流转化电路的输出端接串联电阻网络，提供串联基准 电流；串联电阻网络输出端和ADC输入分别接动态比较器的两个输入端，动态比较器的输出 端接动态寄存器输入端，得到温度计码；动态比较器输出端接编码器的输入端，将温度计码转 化为5位数字码。

如图2所示，FLASH-WINDOW-ADC的5位输出数字码输入到数字PID控制模块，通过 数字PID补偿模块得到9位的数字码，用于调制DPWM产生占空比可调的方波信号。该数字 PID补偿器由2阶IIR数字滤波器其实现，通过对功率级电路中存在的极点进行补偿，保证环 路的稳定性。

本发明所采用的数字PID补偿结构可以通过如下推导得到：设PID补偿器的实际输入y(t) 与参考信号ref(t)构成的偏差信号为

e(t)=ref(t)-y(t)

模拟PID补偿器的输出u(t)可以表示为

$u\left(t\right)=K_{p}e\left(t\right)+K_1{\int }_0^{t}e\left(\tau \right)\mathrm{d\tau }+K_D\frac{d}{\mathrm{dt}}e\left(t\right)$

式中，K_p为比例系数，K_I为积分系数，K_D为微分系数，式中系数可由波特图零极点补 偿或根轨迹图获得，针对本发明验证BUCK变换器参数，K_p=22，K_I=41，K_D=20。

PID补偿器的比例环节、积分环节和微分环节的主要功能和特点如下：

（1）比例环节：迅速反应控制系统的偏差信号e(t)，偏差一旦产生，控制器立即产生控制 作用，以减小偏差。但是，比例环节不能消除稳态误差，比例系数太大可能引起系统的不稳定， 增大K_p可以提高低通滤波器增压。

（2）积分环节：消除系统存在的静态误差，从而提高系统误差度。结合比例环节，使系统 的稳态性能得到提高。加强积分环节会使系统的超调加大，甚至出现震荡。等效为一个低通滤 波器，提高K_i可以增加低通滤波器带宽。

（3）微分环节：反应偏差信号的变化趋势，为系统引入早期修正信号，加快系统的响应速 度，减小超调量，从而改善系统的性能，等效为一个高通滤波器。

由于PID控制模块输出端接的DPWM模块更关注的是占空比增量，因此本发明采用增量 式PID补偿算法

Δu(k)=u(k)-u(k-1)

$=K_p[e\left(k\right)-e(k-1)]+K_I{T}_{\mathrm{sam}}e\left(k\right)+K_D\frac{e\left(k\right)-2e(k-1)+e(k-2)}{T_{\mathrm{sam}}}$

其中u(k)为k时刻输出PID控制信号，Δu(k)为k时刻输出PID控制增量，e(k)为k时刻输 出电压误差，T_sam为采样周期。

如图2所示，数字滑模控制环路由电容电流采样模块和滑模控制模块构成，该控制由电容 电流和输出电压误差构成滑膜面，并迫使系统沿滑膜面以指数形式趋向稳定点。当状态机选择 该控制环路时，变换器以最优的响应时间重新达到稳态。数字滑模控制策略可以通过以下分析 得到（以本发明采用的BUCK变换器为例）：

假设负载跳变使状态平面x_d0离开稳态点，滑模控制将迫使系统快速到达滑模面，并沿滑 模面以指数形式非线性地恢复到稳态。根据跳变幅度不同，非线性切换面由一组近似线性的切 换面组构成

S_i[n]=e[n]+λ_ii_c[n]

其中S_i[n]为预先设定的切换面，e[n]为量化的输出电压误差，i_c[n]为量化的输出电容电流， λ_i为滑模切换面的斜率，λ_i通过一个选择电路选择；最优的切换面斜率由功率级电路的参数L 和C、输入电压V_g和负载跳变的幅度。

本发明的混合数字控制状态平面图如图5（a）和图5（b）所示，当发生参考电压跳变时， 状态曲线由O点跳到A点，A点的横坐标为参考电压跳变幅度，此时跳变检测模块检测到此 次参考电压跳变，模式切换状态机选择滑模控制工作，使状态曲线快速到达滑模面B点，并 迫使状态曲线沿着该滑模面以指数形式到达新的稳定状态O点。

如图6所示，本发明对片上控制系统电容电流较小，不易直接通过对输出电压数字微分得 到的缺点，采用了一种基于RLC匹配网络的电容电流检测模块，将输出电容电流转化为电压 值。其中C为输出滤波电容，ESR为滤波电容的等效串联电阻，ESL为滤波电容等效串联电 感，C_s为匹配电容，R_s为匹配电阻，R_i为OTA等效输入电阻，L_i为OTA等效输入电感，R₁为OTA反馈电阻，匹配网络输出端接OTA输入端，R_i和L_i等效为匹配网络的电阻和电感。本 设计采用阻抗匹配、相位匹配，将输出滤波电容的电流值经过一个检测电路转化为电压信号， 并通过FLASH-WINDOW-ADC将电容电流量化为数字码。

本发明采用基于传统线性数字PID与非线性数字滑模控制，通过混合数字算法实现了两 种控制模式的有序切换。在稳态时，通过混合控制算法选择数字PID补偿器慢环路工作，实 现输出电压的小纹波以及对较小跳变的快速反应。当DVS算法模块反馈信号发生跳变时，通 过混合控制算法使PID补偿其环路停止工作，并选择数字滑模控制快环路，使DC-DC变换器 快速达到新的稳定状态。为了验证本发明DVS系统开关DC-DC变换器混合控制电路及其控 制方法的正确性，采用Global Foundry0.18um COMS工艺库，实现了除无源滤波器件外的全 电路集成，芯片面积为1.4mm×1.8mm，外接滤波电感为2.2uH，滤波电容为9.4uF。变换器 的输入电压范围为3.0V～4.0V，输出电压为范围为1.2V～2.6V（分为8个台阶，000～111分别 对应1.2V～2.6V），工作频率为1MHz，以CCM模式工作，输出负载范围为100mA～500mA。

相对于现有技术，本发明所具有的优势如表1所示：

表1三种数字控制模式性能仿真结果对比

如图7所示，本发明的混合数字控制DC-DC变换器与传统线性数字PID控制DC-DC变 换器参考电压跳变响应速度对比。本发明混合数字控制明显具有更快的动态响应速度，并且随 着电压跳变的幅度越大，相对于传统数字PID控制的优势越明显。因此，本发明的混合数字 控制DC-DC变换器适用于DVS系统。