一种提高前馈放大器线性度的装置

摘要

本发明公开了一种提高前馈放大器线性度的装置，属于无线通信技术领域。本发明包括主信号放大器、主信号抵消环路、失真信号抵消环路、失真信号再抵消环路。本发明有益效果表现在：一、用平衡放大器实现现有前馈结构中的主信号放大器，得到一个线性度很好的主信号放大器，从而提高前馈结构放大器的线性度。二、在失真信号抵消环路后面增加一个失真信号再抵消环路，进一步抵消主信号放大器产生的失真信号，使得前馈结构放大器的输出端只含有基波信号，更有效地提高放大器的二阶交调截点和三阶交调截点。利用以上两点有效提高前馈放大器的线性度，同时保持该放大器的宽频带和低噪声的优点。

说明书

技术领域    

本发明是一种有关提高前馈放大器线性度的发明，该方法能够有效提高前馈放大器的线性度，而同时保持宽频带和低噪声的优点,属于无线通信技术领域。

背景技术

随着无线通信技术的快速发展，人们对无线通信系统的射频接收机提出了越来越高的要求，比如低功耗、低噪声、大动态范围、高灵敏度和高线性度等;而接收系统的带宽、噪声性能和线性度主要取决于接收机最前端的放大器的带宽、噪声性能和线性特性，如图1所示。因而改善接收机最前端的前馈放大器的线性特性可以有效地提高整个射频接收系统的线性特性。

由于微电子工艺的不断进步，部分半导体公司推出了噪声好、线性度高的晶体管，以制作宽带高线性低噪声放大器。但是单管放大器的线性度依然很低，难以满足设计要求。一些设计者尝试采用线性化技术来提高放大器的线性度。1936年贝尔实验室提出功率回退法，在不需要任何外围电路的结构简单下，实现放大器的增益每回退1dB，其三阶交调截点提高2dB。但功率回退将降低放大器的功率利用率，使得电源利用率只有1.5%，且线性度并不能无限制提高。日本专利JP54109953采用负反馈结构，虽然结构简单，但负反馈的线性化程度较弱。欧洲专利DE19803033288提出预失真放大器，虽然结构也相对较简单，但线性度提高的有限性将限制预失真放大器的应用。美国专利US18253380A提出前馈宽带放大器，前馈技术能在很宽的带宽内对二阶交调失真、三阶交调失真进行有效抑制，是所有线性化方法中线性化效果最好，且具有稳定性好、适用于宽带应用、线性化程度和增益无直接关系等特点。但是在实际电路中，由于器件的精准性及调试误差，两抵消环并不能够完全匹配，从而影响到前馈放大器的二阶、三阶交调截点的改善度。

发明内容

本发明针对前馈技术中前馈结构不能实现两个环路的理想抵消这一问题，本发明提供了一种提高前馈放大器线性度的装置，使其克服现有技术的缺陷，实现两个环路的理想抵消，更有效地提高前馈放大器的二阶交调截点和三阶交调截点能满足对放大器线性度所提出的较高要求。

为实现上述发明目的，本发明采用的技术方案如下：

    一种提高前馈放大器线性度的装置，输入前馈系统的信号分配为主放大器支路信号和第一调节支路信号，主放大器支路上的信号经过主信号放大器9以及主放大器支路传送路径，发送至抵消环路耦合器13，第一调节支路上的信号经过第一调节支路传送路径发送至抵消环路耦合器13；抵消环路耦合器13分配为辅助放大支路的信号以及第二调节支路的信号，辅助放大支路上的信号经过辅助放大器14以及辅助放大支路传送路径，发送至再抵消环路耦合器17，第二调节支路上的信号经过第二调节支路传送路径发送至再抵消环路耦合器17，其特征在于：再抵消环路耦合器17连接的失真信号再抵消环路，所述再抵消环路耦合器17功率分配为两条支路，第三支路移相器18输入端连接再抵消环路耦合器17分配的第三调节支路，输出端连接至功率合成器20，第四支路移相器19输入端连接再抵消环路耦合器17分配的第四调节支路，输出端连接至功率合成器20，两条支路信号由所述功率合成器20输出端合成输出。

    所述主信号放大器采用平衡放大器，包括不平衡-平衡阻抗变换器6、两个并行放大器7、平衡-不平衡阻抗变换器8；主放大器支路信号进入主信号放大器9经不平衡-平衡阻抗变换器6平分信号,分别发送至两个并行放大器7，平衡-不平衡阻抗变换器8输入端连接两个并行放大器7，并在输出端合成输出带失真的主放大器支路信号。

    根据权利要求1所述的一种提高前馈放大器线性度的装置，其特征在于：进入前馈系统的信号由主信号环路耦合器10信号分配；所述主放大器支路连接主信号放大器9输出带失真的支路信号，并送至主信号衰减器11输入端，所述第一调节支路连接第一支路移相器12输入端，主信号衰减器11和第一支路移相器12的输出端连接到抵消环路耦合器13；所述辅助放大器14输入端接收辅助放大支路信号，输出端连接辅助放大支路衰减器15，所述第二调节支路连接第二支路移相器16，辅助放大支路衰减器15和第二支路移相器16的输出端连接到再抵消环路耦合器17。

    平衡放大器中不平衡-平衡阻抗变换器6和平衡-不平衡阻抗变换器8均采用传输线变压器实现。

    所述主信号环路耦合器10、抵消环路耦合器13、再抵消环路耦合器17、功率合成器20均采用传输线变压器实现。

所述失真信号再抵消环路中第三调节支路上的基波信号的幅度是第四调节支路中带残余失真的基波信号中基波信号幅度的C-1倍，其中所述带残余失真的基波信号的1/C为耦合器17的耦合因子。失真信号再抵消环路中所述第三调节支路基波信号中也含有残余失真信号，且其残余失真信号的幅度与第四之路上带残余失真的基波信号中的残余失真信号的幅度相等、相位相同，第三支路基波信号由再抵消环路第三支路移相器180⁰反相，通过第四支路移相器19来调节第四支路上带残余失真的基波信号，使得调整后的第三支路基波信号和第四支路上带残余失真的基波信号在功率合成器的输出端口幅度相等、相位相反，失真信号抵消环路后的残余失真信号在失真信号再抵消环路中进一步得到抵消，最终在功率合成器的输出端将只剩下基波信号。

首先将现有前馈结构中的主放大器用平衡放大器来实现，得到一个线性度很好的主放大器，从而更好的提高前馈系统的线性度。然后，在失真信号抵消环路后面再增加一个失真信号再抵消环路，进一步抵消主放大器产生的失真信号，更有效地提高放大器的二阶、三阶交调截点。利用以上两个步骤，有效提高前馈放大器的线性度，同时保持其宽频带和低噪声的优点。由前馈结构放大器的基本原理，通过其线性和噪声系数分析可知，前馈结构放大器的线性只与主放大器的线性和两个环路的抵消情况有关，而与辅助放大器无关；其噪声系数只与辅助放大器的噪声系数和两个环路的抵消情况有关。主放大器的高线性通过平衡放大器实现，低噪声系数可通过选择噪声系数较好的辅助放大器实现。在理想情况下，平衡放大器相对单个放大器，输出三阶截点提高了3dB，输出P1dB增大了3dB，完全抵消放大器的二阶交调失真产物。由于前馈结构不能实现两个环路的理想抵消，失真信号不能完全抵消，本发明在失真信号抵消环路后面增加一个失真信号再抵消环路，实现失真信号抵消环路后的残余失真信号在失真信号再抵消环路中进一步得到抵消，输出端只得到基带信号。通过主放大器用平衡放大器实现和在失真信号抵消环路后面增加一个失真信号再抵消环路的结合，可以更有效的提高前馈放大器的线性度，同时保持该放大器的宽频带和低噪声的优点。

附图说明

图1是本发明应用结构图；

    图2是本发明中平衡放大器电路原理图； 

图3是本发明结构框图；

图4是本发明中耦合器的装配图和原理图；

其中，a为不平衡-平衡阻抗变换器，b为装配图，c为原理图；a中引脚长度小于4mm，b中耦合器端口21连接引脚：8-1`+6-2`,耦合器端口22连接引脚：8-4`,耦合器端口23连接引脚：6-1`+8-2`，耦合器端口24连接引脚：6-4`,耦合器端口25连接引脚： 6-3`+8-3`；

图5是本发明中衰减器器原理图；

图6是本发明中移相器的原理图；

图7是本发明中功率合成器的原理图；

附图标记如下：1为天线，2为双工器，3为接受前端，4为接受前端，5为基带信号处理单元，6为不平衡-平衡阻抗变换器，7为并行放大器，8为平衡-不平衡阻抗变换器，9为主信号放大器，10为主信号环路耦合器，11为主信号衰减器，12为第一支路移相器，13为抵消环路耦合器，14为辅助放大器，15为辅助放大支路衰减器，16为第二支路移相器，17为再抵消环路耦合器，18为第三支路移相器，19为第四支路移相器，20为功率合成器，21至25为耦合器端口。

具体实施方式

为使本发明能够更加明显易懂,下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明：

本发明主要由主信号放大器、主信号抵消环路、失真信号抵消环路、失真信号再抵消环路构成;

主信号放大器：

主信号放大器由平衡放大器来实现，电路原理图如图2所示。此部分的目的，得到一个线性度很好的主信号放大器。前馈放大器的线性度主要与主信号放大器的线性度和抵消环路的抵消情况有关，因而用一个线性度较好的主信号放大器将能更好的提高前馈系统的线性度。在平衡放大器中，主放大器支路信号经过不平衡-平衡阻抗变换器6（1：1：1）后被平分为两路信号，分别通过两个并行放大器7放大后，再经过平衡-不平衡阻抗变换器8（1：1：1）后合成为带失真的支路信号。不平衡-平衡阻抗变换器6和平衡-不平衡阻抗变换器8均采用三线绕制的传输线变压器实现。但这两路信号并不能完全通过并行放大器7传输到输出端，一小部分信号会反射到平衡结构的输入端和输出隔离端。输入与输出的隔离端口能吸收反射回来的信号，即使在并行放大器7输出输入驻波不是很好的情况下，平衡结构放大器同样具有良好的输入输出驻波比，且增益平坦度很好。这一特性可以弥补宽带放大器在匹配过程中阻抗失配的缺点，广泛用于宽带放大器设计。

经过平衡结构后，输出信号不含任何单管产生的二阶互调失真信号，而三阶互调失真信号幅度是单管在相同信号输入时的1/4，即平衡放大器的输出三阶截点相对单个放大器提高3dB。在平衡结构中，每个单管只承担整个结构一半的功率，因而平衡放大器的输出P_1dB增大3dB。在实际电路中，由于电子元器件的差异性，两个并行的放大器7不可能完全相同，所以平衡结构并不能无限制的提高放大器的输出二阶截点。根据平衡结构的平衡程度，其对线性度的提高量是有一定上限的。

主信号抵消环路：

主信号抵消环路电路原理图如图3所示。此部分的目的，提取主信号放大器产生的失真信号。基波信号从输入端进入前馈系统后，首先被主信号环路耦合器10功率分配。耦合端口输出的主放大器支路信号经过主信号放大器，由于主信号放大器的非线性特性将产生带失真的信号，带失真的支路信号通过主信号衰减器11来调节，第一支路移相器12来调节主信号环路耦合器10输出的第一支路信号的相位，使得调节后的主放大器支路信号与第一支路信号在抵消环路耦合器13的输出端口处幅度相等、相位相差180度，因而主信号在此端口相互抵消，得到只有主信号放大器产生的失真信号。主信号环路耦合器10和抵消环路耦合器13均用两个传输线变压器实现，如图4所示；主信号衰减器11采用型电阻结构实现，如图5所示；第一支路移相器12采用型LC结构实现，如图6所示。

失真信号抵消环路：

失真信号抵消环路电路原理图如图3所示，此部分的目的，抵消主信号放大器产生的失真信号，只得到基波信号。经主信号抵消环抵消的所诉失真信号经过辅助放大器14放大后得到放大后的失真信号。由于失真信号功率较小，通过辅助放大器14放大后将产生幅度极小、频率较远的失真信号，而这些失真信号对放大器整体不产生影响，则可以认为辅助放大器为理想放大器，它的非线性特性可以忽略不计。通过第二支路移相器16来调节抵消环路耦合器13输出调节后的第二调节支路信号的相位，辅助放大支路衰减器15来调节放大后的失真信号的幅度，使得调节后的第二支路信号和调节后的失真信号在再抵消环路耦合器17的直通端口处幅度相等、相位相差180度。在理想情况下，此端口处失真信号相互抵消，只有基波信号，从而达到改善主信号放大器线性的目的。再抵消环路耦合器17用两个传输线变压器实现，如图4所示；辅助放大支路衰减器15采用型电阻结构实现，如图5所示；第二支路移相器16采用型LC结构实现，如图6所示。但是在实际电路中，由于器件的精准性及调试误差，两抵消环并不能够完全匹配，基波信号中含有残余失真信号，从而影响到前馈放大器的输出二阶截点和输出三阶截点的提高度。

失真信号再抵消环路：

失真信号再抵消环路电路原理图如图3所示，此部分的目的，将失真信号抵消环路中残余的主信号放大器产生的失真信号进行再次抵消。由再抵消环路耦合器17功率分配输出的带残余失真的基波信号既含有基波信号又含有残余失真信号，且残余失真信号的幅度比基波信号的幅度小很多；再抵消环路耦合器17中直通端口输出的第三支路基波信号的幅度是带残余失真的基波信号中基波信号幅度的C-1倍。第三支路基波信号中也含有残余失真信号，且其残余失真信号的幅度与带残余失真的基波信号中的残余失真信号的幅度相等、相位相同。第三支路基波信号经移相器反相，通过移相器来调节带残余失真的基波信号的相位，使得调节后的带残余失真的基波信号和第三支路基波信号在功率合成器20的输出端口相位相差180度。两个移相器均采用型LC结构实现，如图6所示；功率合成器20采用传输线变压器实现，如图7所示。由于两路信号在功率合成器20的输出端口幅度相等、相位相反，失真信号抵消环路后的残余失真信号在失真信号再抵消环路中进一步得到抵消，最终在功率合成器20的输出端将只剩下基波信号，从而更有效地提高前馈放大器的输出二阶、三阶截点。

根据上面记述的本发明，由于将现有前馈结构中的主信号放大器用平衡放大器来实现，同时在失真信号抵消环路后面增加一个失真信号再抵消环路，进一步抵消主信号放大器产生的失真信号。利用以上两点有效提高前馈放大器的线性度，同时保持该放大器的宽频带和低噪声的优点。

虽然这里结合具体的实施例对本发明进行了描述，但是对本领域技术人员来说，很多其它的变化、改进以及应用将是很明显的。因此，本发明不应当受此处特定公开的限制，而应由附加的权利要求来限定。