高功率因数有源填谷式交直流变换器

摘要

本发明属于电子技术领域，涉及交流直流电流转换以及功率的控制。具体地说，本发明涉及一种高功率因数有源填谷式交直流变换器，其由二极管整流桥（1）、有源非线性电容网络（2）以及后续开关功率变换器（3）组成；二极管整流桥（1）的输出分别向有源非线性电容网络（2）和后续开关功率变换器（3）供电；有源非线性电容网络（2）的输出是受控供电给后续开关功率变换器（3）。

说明书

技术领域

本发明属于电子技术领域，涉及交流直流电流转换以及功率的控制。更具体地说，本发明涉及一种高功率因数有源填谷式交直流变换器。

背景技术

在交流供电场合，为了达到高功率因数，满足IEC61000-3-2的谐波要求，交直流变换器需要实现功率因数校正功能。有源升压式功率因数校正电路是一非常流行的方法，但它需要比较复杂的控制环路来控制这有源功率开关来实现功率因数校正功能，其功率因数可达0.98。在成本较低，广泛应用在节能灯、LED照明等功率较小，成本敏感的产品中，无源填谷式功率因数校正电路（如图1所示）由于没有有源开关，电路简单而受欢迎。其特点是二极管D1、D2和D3与储能电容C1和C2构成了储能电容C1和C2充电时串联连接；放电时储能电容C1和C2并联连接的电路形式。其功率因数一般小于0.9。中国申请专利CN201310277987.7“一种有源控制的填谷电路及其控制方法”（如图2所示）提出一种含有源开关的填谷电路及其控制方法。它是由一个储能电容与一有源开关相串联的支路与二极管整流桥及输出负载并联构成。相对无源填谷电路可以省去一个电容及三个二极管，但增加一有源开关及相应的控制电路。在这有源控制的填谷电路中，有源开关控制何时这储能电容C向输出负载供电。这储能电容所储存的能量是由二极管整流桥经这有源开关提供的。当这储能电容要补充所释放的储能时，由于电容电压不突变及二极管整流桥输出呈电压源特性，这对电容储能将产生高幅值的窄脉宽的充电脉冲电流；并且随着这储能电容值增加，这充电脉冲电流的幅值进一步增加。这与无源填谷电路一样使得二极管整流桥要在每半周输出一高幅值的窄脉宽的脉冲电流。这使得这有源控制的填谷电路和无源填谷电路一样难以进一步提高它们的交流输入的功率因数。要进一步提高填谷电路的交流输入的功率因数，使得功率因数大于0.9，这需要设法限制这对电容储能将产生高幅值的窄脉宽的充电脉冲电流，使得这高幅值的窄脉宽的充电脉冲电流变成低幅值的宽脉宽的充电电流，从而进一步提高填谷电路的交流输入的功率因数。

发明内容

本发明要解决的技术问题是提供一种如何实现高功率因数的有源填谷式交直流变换器。

为了解决上述技术问题，本发明提供一种高功率因数有源填谷式交直流变换器，由二极管整流桥、有源非线性电容网络以及后续开关功率变换器（直流-直流变换器）组成；二极管整流桥的输出分别向有源非线性电容网络和后续开关功率变换器（直流-直流变换器）供电；有源非线性电容网络的输出是受控供电给后续开关功率变换器（直流-直流变换器）。

即，二极管整流桥1、有源非线性电容网络2和后续开关功率变换器3相互并联连接。

上述内容如图3所示。

作为本发明的高功率因数有源填谷式交直流变换器的改进：

所述有源非线性电容网络是由储能电容C和有源开关网络组成；所述有源开关网络由开关网络、开关控制模块A、切换开关K组成；开关网络和开关控制模块A是根据二极管整流桥的输出电压V_IN及设定的控制规律来控制何时开关并以可控的充电电流向有源非线性电容网络的储能电容C储能；开关控制模块A是根据二极管整流桥的输出电压V_IN及设定的控制规律控制切换开关K来控制有源非线性电容网络的储能电容C何时向后续开关功率变换器（直流-直流电流变换器）提供能量，以使后续开关功率变换器（直流-直流变换器）能够有足够的输入电压而输出相应的输出功率。从而使整个系统在满足相应指标的条件下达到尽可能高的功率因数和效率。

所述设定的控制规律为：开关控制模块A受控于二极管整流桥的输出电压V_IN，当二极管整流桥1的输出电压V_IN小于V_IN-MIN时（对应X区间），驱动切换开关K开通，储能电容C向后续开关功率变换器3供电，同时，当二极管整流桥1的输出电压V_IN大于V_IN-MIN时（对应Y区间），开关控制模块A控制何时开关并以可控的充电电流对有源非线性电容网络进行储能。

作为本发明的高功率因数有源填谷式交直流变换器的进一步改进：

有源非线性电容网络由储能电容C、开关网络、开关控制模块A和切换开关K组成；

开关网络由有源开关M、电感L和续流二极管D构成；

切换开关K是一双向开关；

所述有源非线性电容网络的电连接关系为：储能电容C与切换开关K相串联，形成一个支路；续流二极管D与有源开关M相串联，形成另一个支路；上述2个支路相互并联；上述2个支路的中间点通过电感L相连；

有源开关M是由二极管与N沟道MOSFET/P沟道MOSFET串联构成的一单向开关；

开关控制模块A受控于二极管整流桥的输出电压V_IN，当二极管整流桥1的输出电压V_IN小于V_IN-MIN时（对应X区间），驱动切换开关K开通，储能电容C向后续开关功率变换器供电，同时，当二极管整流桥的输出电压V_IN大于V_IN-MIN时（对应Y区间），开关控制模块A输出开关频率PWM占空比随二极管整流桥1的输出电压V_IN变化的控制信号驱动控制有源开关M；

所述有源非线性电容网络的充电回路是由储能电容C、有源开关M、电感L和续流二极管D构成；所述有源非线性电容网络的放电回路是由切换开关K和储能电容C构成；

设定的控制规律为：当二极管整流桥（1）的输出电压V_IN小于V_IN-MIN时（对应X区间），切换开关K开通，储能电容C向后续开关功率变换器供电；且，当二极管整流桥的输出电压V_IN大于V_IN-MIN时（对应Y区间），开关控制模块A输出开关频率PWM占空比随二极管整流桥的输出电压V_IN变化的控制信号控制有源开关M。

备注说明：开关控制模块A是由比较器、以及对应的P沟道或N沟道MOSFET驱动电路构成；此开关控制模块A的设计属于常规技术。

上述内容如图5所示。

作为本发明的高功率因数有源填谷式交直流变换器的进一步改进：

所述有源非线性电容网络由低储能电容C、开关网络、开关控制模块A和切换开关K组成；

切换开关K是一单向开关（即是由一双向开关与二极管并联构成的）；例如为P沟道MOSFET或N沟道MOSFET；

所述有源非线性电容网络的电连接关系为：低储能电容C与开关网络、切换开关K依次串联；所述开关网络由串联电阻R和反并二极管D并联构成；

开关控制模块A受控于二极管整流桥的输出电压V_IN，当二极管整流桥的输出电压V_IN小于V_IN-MIN时（对应X区间），驱动切换开关K开通，低储能电容C向后续开关功率变换器供电；

所述有源非线性电容网络的充电回路是由切换开关K、低储能电容C和开关网络中的串联电阻R构成；所述有源非线性电容网络的放电回路是由切换开关K、低储能电容C和开关网络中串联电阻R的反并二极管D构成；

设定的控制规律具体为：当二极管整流桥的输出电压V_IN小于V_IN-MIN时（对应X区间），切换开关K开通，储能电容C向后续开关功率变换器供电。

备注说明：开关控制模块A是由比较器、以及对应的P沟道或N沟道MOSFET驱动电路构成；此开关控制模块A的设计属于常规技术。

上述内容如图6、图7所述。

作为本发明的高功率因数有源填谷式交直流变换器的进一步改进：

切换开关K为P沟道MOSFET、N沟道MOSFET。

作为本发明的高功率因数有源填谷式交直流变换器的进一步改进：

所述有源非线性电容网络由储能电容C、开关网络、开关控制模块A和切换开关K组成；

开关网络由有源开关M，电感L和续流二极管D构成；

切换开关K是一单向开关（即是由一双向开关与二极管并联构成的）；例如为P沟道MOSFET或N沟道MOSFET；

有源开关M是一单向开关，例如为N沟道MOSFET。

上述内容如图8所述。

在本发明中，开关网络和开关控制模块A是根据二极管整流桥的输出电压V_IN及设定的控制规律来控制何时并以可控的充电电流向有源非线性电容网络的储能电容储能；开关控制模块A是根据二极管整流桥的输出电压V_IN及设定的控制规律控制切换开关K来控制有源非线性电容网络的储能电容何时向后续开关功率变换器（直流-直流电流变换器）提供能量，以使后续开关功率变换器（直流-直流变换器）能够有足够的输入电压而输出相应的输出功率，并使整个系统在满足相应指标的条件下达到尽可能高的功率因数和效率。

从市电交流经二极管整流桥的输出看（如图4所示），其输出电压V_IN是由零以正弦的规律增大到市电交流的峰值再由峰值以正弦的规律减小到零，这样以两倍市电交流频率周而复始。显然对后续开关功率变换器的直流-直流变换器所需要的最低输入电压V_{IN_MIN}而言，当二极管整流桥的输出电压V_IN自最低输入电压V_{IN_MIN}到峰值电压时，这直流-直流变换器是能输出相应的输出功率，并且二极管整流桥的输出电压V_IN也对有源非线性电容网络储存能量。而当二极管整流桥的输出电压V_IN自零到最低输入电压V_{IN_MIN}时，这直流-直流变换器没有足够的输入电压而不能输出相应的输出功率。为了使二极管整流桥的输出电压V_IN自零到最低输入电压V_{IN_MIN}期间，后续开关功率变换器能有足够的输入电压而输出相应的输出功率，有源非线性电容网络中的切换开关K需要开启，使得有源非线性电容网络向这后续开关功率变换器（直流-直流变换器）提供所需的输入电压，以保证这后续开关功率变换器能输出相应的输出功率，而此时二极管整流桥的输出功率为零。

在本发明中，有源非线性电容网由于开关网络和开关控制模块A是根据二极管整流桥的输出电压V_IN及设定的控制规律来控制何时并以可控的充电电流向有源非线性电容网络的储能电容储能，这使得这充电电流与后续开关功率变换器的输入电流叠加为二极管整流桥的输出电流，这使得二极管整流桥的输入交流电流的谐波电流减小，功率因数大于0.9成为可能。

在本发明中，这可控的充电电流仅仅是用来补充这储能电容所释放掉的电荷。由电荷与电流、时间的关系可知，对固定的电荷量而言，这充电电流越低，其充电时间越长；这正是所期待的以进一步提高功率因数。这充电电流可以根据二极管整流桥的输出电压V_IN进行简单的开环控制来达到。

如图4所示，由于在区间Y，二极管整流桥的输出直接供电到后续开关功率变换器（即直流-直流变换器），这是一级功率电路来完成输入输出转换，这是高效率的。区间Y占整个周期的相当大的比例。在区间Y，二极管整流桥的输出也向有源非线性电容网络存储能量。仅在区间X，有源非线性电容网络对后续开关功率变换器（即直流-直流变换器）供电。由于有源非线性电容网络存储能量的操作，这可看作两级功率电路来完成输入输出转换，该级效率比区间Y一级功率电路来完成的输入输出转换效率低些。但区间X仅占整个周期的相当小的比例，这样总体系统的效率是相当高的。

从后续开关功率变换器（即直流-直流变换器）的转换效率和输入电压关系看，一般来讲，平均输入电压越高，对应的后续开关功率变换器（即直流-直流变换器）转换效率越高。在本发明中，由于在区间Y，二极管整流桥的输出向有源非线性电容网络存储能量，这储能电容的电压已达到其极值。在区间X时，有源非线性电容网络对后续开关功率变换器（即直流-直流变换器）供电，后续开关功率变换器（即直流-直流变换器）的输入电压是这储能电容电压；这储能电容电压自其极值减小。将区间Y和区间X后续开关功率变换器（即直流-直流变换器）的输入电压平均，可看出这后续开关功率变换器（即直流-直流变换器）的平均输入电压，也就是本发明的有源非线性电容网络的平均输出电压，是高于现有的无源填谷功率因数校正电路的平均输出电压。这使得整个系统在满足相应指标的条件下达到尽可能高的功率因数和效率。

附图说明

下面结合附图对本发明的具体实施方式作进一步详细说明。

图1是无源填谷式的交直流变换器图（属于现有技术）；

图2是已有的“有源填谷式交直流变换器”图；

图3是本发明的高功率因数有源填谷式交直流变换器的方框图；

图4是二极管整流桥1的随时间变化的输出电压VIN图；

图5是实施例1所述的高功率因数有源填谷式交直流变换器电路图；

图6是实施例2所述的高功率因数有源填谷式交直流变换器电路图；

图7是实施例3所述的高功率因数有源填谷式交直流变换器电路图；

图8是实施例4所述的高功率因数有源填谷式交直流变换器电路图。

具体实施方式

实施例1、一种高功率因数有源填谷交直流变换器，如图5所示：包括二极管整流桥1、有源非线性电容网络2和后续开关功率变换器3。

一、二极管整流桥1由4个二极管组成（为常规技术）。

二、有源非线性电容网络2具体是由储能电容C、开关网络、开关控制模块A和切换开关K组成。

开关网络是由有源开关M，电感L和续流二极管D构成。切换开关K是一双向开关。

有源非线性电容网络2的电连接关系为：储能电容C与切换开关K相串联，形成一个支路；续流二极管D与有源开关M相串联，形成另一个支路；上述2个支路相互并联；上述2个支路的中间点通过电感L相连；

有源开关M是由二极管与N沟道MOSFET串联构成的一单向开关；

开关控制模块A受控于二极管整流桥1的输出电压V_IN，当二极管整流桥1的输出电压V_IN小于V_IN-MIN时（对应X区间），驱动切换开关K开通，储能电容C向后续开关功率变换器3供电，同时，当二极管整流桥1的输出电压V_IN大于V_IN-MIN时（对应Y区间），开关控制模块A输出开关频率PWM占空比随二极管整流桥1的输出电压V_IN变化的控制信号驱动控制有源开关M。

开关控制模块A是由比较器、以及对应的P沟道或N沟道MOSFET驱动电路构成；此开关控制模块A的设计属于常规技术。

有源非线性电容网络2的充电回路是由储能电容C、有源开关M、电感L和续流二极管D构成。有源非线性电容网络2的放电回路是由切换开关K和储能电容C构成。

在充电回路中（对应图4所示的Y区间），由于有源开关M，电感L和续流二极管D的作用限制并控制了这储能电容C的最大充电电流；对储能电容C放电之后所需补充的充电电荷而言，所需充电电流脉宽增加。这是十分有利于提高这交直流变换器的输入功率因数。根据二极管整流桥1的输出电压V_IN及设定的控制规律，有源开关M受开关控制模块A以设定的占空比控制。这使得充电电流在合适时刻开启产生对应的充电电流。这储能电容C的充电电流与后续开关功率变换器3的输入电流叠加形成二极管整流桥1的输出电流。由于有源开关M的控制作用，对应图4所示的Y区间内二极管整流桥1的输出电流可以接近为平直电流。

上述设定的控制规律具体为：当二极管整流桥1的输出电压V_IN小于V_IN-MIN时（对应X区间），切换开关K开通，储能电容C向后续开关功率变换器3供电，同时，当二极管整流桥1的输出电压V_IN大于V_IN-MIN时（对应Y区间），开关控制模块A输出开关频率PWM占空比随二极管整流桥1的输出电压V_IN变化的控制信号控制有源开关M。

在放电回路中（对应图4所示的X区间），低储能电容C经切换开关K，向后续开关功率变换器3（即直流-直流变换器）供电；对应图4所示的X区间内二极管整流桥1的输出电流为零。

由于对应图4所示的Y区间内二极管整流桥1的输出电流接近为平直电流和X区间内二极管整流桥1的输出电流为零，因此，二极管整流桥1的交流输入功率因数将大于0.95。

在实施例1中，储能电容C的充电电路是由有源开关M、电感L和二极管D构成，储能电容C的充电电路有相应的开关损耗没有任何大的导通损耗；并且这开关损耗是随着储能电容C的电压增加而减少。储能电容C的充电电路的效率是相当高的。

三、在本实施例中，后续开关功率变换器3选用现有的直流-直流变换器，可根据输入输出电压的关系选用升降压、升压、降压的功率变换器。

二极管整流桥1、有源非线性电容网络2和后续开关功率变换器3相互并联连接。

在实施例1中，由于储能电容C充电电路的高效率，储能电容C值可以选择足够大（例如可以大于100uF）满足各种要求。

实施例2、

但由于在实施例1中，储能电容C充电电路需要有源开关M、电感L和续流二极管D，这提高了整个系统的成本及复杂性。在节能灯、LED照明等功率较小、成本敏感的产品中，也是可以使用本发明来实现低成本高功率因数有源填谷交直流变换器。由于节能灯、LED照明等功率较小，这有源非线性电容网络2中的储能电容C值可以选择比较低的值，如0.1uF～4.7uF之间电容值。电容器有许多种类；除了电解电容外还有薄膜电容，陶瓷介质电容等等。电解电容的寿命是受其工作的环境温度影响。环境温度每增加十度，电解电容的寿命缩短一倍。薄膜电容和陶瓷介质电容的寿命是很长的，并不随温度的增加而减少。但薄膜电容和陶瓷介质电容的单位体积的容量(如：0.1uF～4.7uF)远小于电解电容的单位体积的容量（如：10uF～470uF）。如果能使用薄膜电容和陶瓷介质电容来充当储能元件，这样可以保证相应的高功率因数有源填谷交直流变换器能工作在高工作环境温度下而没有寿命问题。

实施例2给出使用低储能电容的高功率因数有源填谷交直流变换器。

具体方案如下：

一种高功率因数有源填谷交直流变换器，如图6所示：包括二极管整流桥1、有源非线性电容网络2和后续开关功率变换器3。

一、二极管整流桥1由4个二极管组成（为常规技术）。

二、有源非线性电容网络2具体是由低储能电容C、开关网络、开关控制模块A和切换开关K组成。

切换开关K是一单向开关，即是由一双向开关与二极管并联构成的。对常用的MOSFET而言，由于其寄生的体二极管的作用，常用的MOSFET是一种合适的单向开关。在实施例2中，常用的P沟道MOSFET用来作为切换开关K。在实施例3中，常用的N沟道MOSFET用来作为切换开关K。

有源非线性电容网络2的电连接关系为：低储能电容C与开关网络、切换开关K依次串联；开关网络是由串联电阻R和反并二极管D并联所构成。

开关控制模块A受控于二极管整流桥1的输出电压V_IN，当二极管整流桥1的输出电压V_IN小于V_IN-MIN时（对应X区间），驱动切换开关K开通，低储能电容C向后续开关功率变换器3供电。

开关控制模块A是由比较器、以及对应的P沟道或N沟道MOSFET驱动电路构成；此开关控制模块A的设计属于常规技术。

这有源非线性电容网络2的充电回路是由切换开关K，即MOSFET的体二极管、低储能电容C和开关网络的串联电阻R构成；有源非线性电容网络2的放电回路是由切换开关K、即MOSFET、低储能电容C和开关网络中串联电阻R的反并二极管D构成。

在这充电回路中（对应图4所示的Y区间），二极管整流桥1输出电压V_IN是以正弦规律增加，由于串联电阻R的作用，对低储能电容C放电之后所需补充的充电电荷而言，可选择合适的电阻值R限制这低储能电容C的最大充电电流；能使所需充电电流脉宽增加。这是十分有利于提高这交直流变换器的输入功率因数。由于串入的串联电阻R限制了这低储能电容C的最大充电电流，这也在这串联电阻R上产生了对应充电电流的功耗。由于这电流值及持续时间所相对应的功耗对这交直流变换器的输入功率而言相当低，这对交直流变换器的效率影响不大，而这串联电阻R对提高这交直流变换器的输入功率因数影响相当大。可选择合适的低储能电容C值和电阻值R使电阻R功耗不大，而二极管整流桥1的交流输入功率因数大于0.9。

在放电回路中（对应图4所示的X区间），低储能电容C经切换开关K，即MOSFET和开关网络中反并联的二极管D向后续开关功率变换器3（即直流-直流变换器）供电；由于开关网络中与串联电阻R反并二极管D旁路了串联电阻R，这放电电流不在这串联电阻R上产生功耗。

开关控制模块A根据二极管整流桥1的输出电压V_IN及设定的控制规律控制切换开关K何时开通关断，而使得有源非线性电容网络2相应地向后续开关功率变换器3提供输入功率或不提供输入功率。由于切换开关K是低频开关操作，这对应的P沟道或N沟道MOSFET驱动电路可以以电流源驱动P沟道或N沟道MOSFET的连接栅极和源极的电阻建立驱动电压方式，来控制对应的P沟道或N沟道MOSFET开通或关断。这电流源是可用来承受和完成对应的P沟道或N沟道MOSFET浮动工作的电平移动。

上述设定的控制规律具体为：当二极管整流桥1的输出电压V_IN小于V_IN-MIN时（对应X区间），切换开关K开通，储能电容C向后续开关功率变换器3供电。

三、在本实施例中，后续开关功率变换器3选用现有的直流-直流变换器，可根据输入输出电压的关系选用升降压、升压、降压的功率变换器。

二极管整流桥1、有源非线性电容网络2和后续开关功率变换器3相互并联连接。

相对实施例1，有源非线性电容网络2的充电回路的有源开关M、电感L和二极管D在实施例2中是由低成本的一串联电阻R和一反并二极管D这样的无源网络替换。虽然串联电阻R上产生了对应充电电流的功耗，这对这交直流变换器的效率影响不大，而这串联电阻R对提高这交直流变换器的输入功率因数影响相当大。

实施例3、如图7所示、使用常用的N沟道MOSFET作为切换开关K（而在实施例2中为P沟道MOSFET）；其余等同于实施例2。

实施例4、如图8所示，将实施例2的切换开关K的结构应用到实施例1中，可使用常用的P沟道MOSFET作为切换开关K，并可省去有源开关M中的串联二极管。这使得这电路更方便于实际应用。

最后，还需要注意的是，以上列举的仅是本发明的若干个具体实施例。显然，本发明不限于以上实施例，还可以有许多变形。本领域的普通技术人员能从本发明公开的内容直接导出或联想到的所有变形，均应认为是本发明的保护范围。