具有动态电流分配的多相数字电流模式控制器

摘要

本发明公开了具有动态电流分配的多相数字电流模式控制器，其中一种包括功率级的多相开关调节器，所述功率级至少具有第一相和第二相，以通过将所述相耦接到负载的电感来向所述负载提供功率。通过利用提供到所述相的脉冲宽度调制（PWM）信号以比所述第二相位高的切换频率切换所述第一相位来操作多相开关调节器。基于功率级的输出电压和参考电压之间的差来以各个相位的切换频率生成相应相位的相专用目标电流。检测将相耦接到负载的电感中的电流，以及基于各个相位的相专用目标电流和所检测到的电感电流来调整向相应相提供的PWM信号的占空比。

说明书

技术领域

本申请涉及多相开关调节器，特别是多相开关调节器的动态电流分 配。

背景技术

开关电源因为其高效率和小尺寸而广泛用于高功率应用。多相降压转 换器尤其很好地适用于以当前技术水平的高性能集成电路（诸如微处理 器、图形处理器和网络处理器）所需要的低电压来提供高电流。降压转换 器通常以诸如脉冲宽度调制控制器（PWM)、驱动器、功率MOSFET（金 属氧化物半导体场效应晶体管)的有源器件以及诸如电感、变压器或耦接 的电感、电容和电阻的无源器件来实现。

通常将多相降压转换器设计为，使得各个相位（通道）的元件相似或 相同并且以交错的方式操作从而最小化输出抖动并提供最快的动态响应。 降压转换器通常在大范围的输出电流之间（例如从零到最大负荷）操作， 并且因此传统的降压转换器不必在任何给定范围内优化。反而，设计者受 限于对器件和切换频率的选择，以优化各种性能参数（诸如轻负荷效率和 对最大负荷阶跃（maximum load step）的快速响应）。

例如，用于微处理器或其他高性能集成电路的多相降压转换器需要大 量的供电电流，并且易发生非常快的瞬变现象。传统的多相降压转换器通 常包括并行并且相位交错地连接的多个相（通道），从而均等地共享并提 供高输出电流，使得调节器可以迅速响应快速动态电压转变和快速瞬变负 载条件。“快速动态电压转变”和“快速瞬变负载条件”在本文中统称为 “快速动态条件”。为了处理快速瞬变，需要相对高的切换速率。然而， 高切换关频率导致低效系统。通常的获得所希望的效率的解决方案是降低 切换频率、增加输出电容并且并行地使用几个通道，但这导致系统成本增 加。

发明内容

根据本文中描述的实施方式，提供了一种用于多相开关调节器的多相 控制方案，该方案允许独立地操作不对称或不同的相，从而允许优化各种 性能参数。这导致多相开关调节器的更高瞬态性能、更低的成本和更高效 的操作。

根据多相开关调节器的操作方法的实施方式，其中多个开关调节器具 有功率级（至少具有第一相和第二相，以通过将相耦接到负载的电感来向 负载提供功率），该方法包括：利用提供给相的脉冲宽度调制（PWM）信 号来以比第二相更高的切换频率切换第一相；基于功率级的输出电压和参 考电压之间的差来以每个相的切换频率生成用于每个相的相专用目标电 流；检测将该相耦接到负载的电感中的电流；并且基于每个相的相专用目 标电流和检测到的电感电流来调整提供到每个相的PWM信号的占空比。

根据多相开关调节器的实施方式，该多相开关调节器包括功率级和电 流传感器，该功率级至少包括用于通过将相位耦接到负载的电感来向负载 提供电力的第一相和第二相，该电流传感器可操作为检测将相耦接到负载 的电感中的电流。多相开关调节器进一步包括控制器，该控制器可操作以 利用提供给每个相的脉冲宽度调制（PWM）信号来以比第二相更高的切 换频率来切换第一相、基于功率级的输出电压和参考电压之间的差来以每 个相的切换频率生成该相的相专用目标电流；以及基于每个相的相专用目 标电流和所检测到的各相的电感电流来调整提供到各相的PWM信号的占 空比。

本领域中的技术人员在阅读以下详细的描述和查看附图后，将会理解 另外的特征和优点。

附图说明

附图的元件不必相对彼此成比例。相同的参考数字表示相应的相似部 分。可将所示出的各种实施方式的特征组合，除非这些特征相互互斥。实 施方式被描绘于附图中并且在以下描述中被详细说明。

图1示出了根据第一实施方式的开关调节器的框图。

图2示出了根据第二实施方式的开关调节器的框图。

图3示出了根据第三实施方式的开关调节器的框图。

图4示出了用于与图3的开关调节器一起使用的非线性PID补偿器 的实施方式的框图。

图5示出了根据第四实施方式的开关调节器的框图。

具体实施方式

本文中描述的实施方式通过允许不对称或不同的相独立操作，来提供 多相开关调节器的动态电流分配。本文中描述的动态电流分配技术可以应 用于任何开关调节器结构，包括：降压型；升压型；降压-升压型；回扫 式；推挽式；半桥式；全桥式；和SEPIC（单端初级电感转换器）。降压 转换器生成低于输入DC电压的输出DC电压。升压转换器生成高于输入 电压的输出电压。降压升压转换器生成与输入电压极性相反的输出电压。 回扫式转换器产生小于或高于输入电压的输出电压以及多个输出电压。推 挽式转换器是在低输入电压时特别高效的二晶体管转换器。半桥式转换器 是在许多离线应用中使用的二晶体管转换器。全桥式转换器是通常使用在 能够产生非常高的输出功率的离线设计中的四晶体管转换器。SEPIC是 DC-DC转换器类型，其允许其输出端的电压大于、小于或等于其输入端 的电压。

图1示出了多相开关调节器的实施方式，该多相开关调节器包括功率 级100和用于控制功率级100的操作的控制器110。功率级100至少具有 以不同切换频率（Fswm)操作的两个相102。在图1中，示出了N个相102。 各个相102可以具有不同的切换频率。可选地，相102可以分为两个以上 的组，其中各组具有相同的切换频率。例如，一组可以包括以较慢切换频 率操作的慢相102，而另一组可以包括以较高的切换频率操作的快相102。 慢相102组可以用于提供热设计电流（TDC；thermal design current）和静 态电流，而快相102组可以用于高速增压（turbo）（快速峰值功率）和对 超过TDC和静态操作电流的动态电流的瞬态响应。在该方法中，慢相102 提供稳定状态操作的电流，而快相102针对输出的快速动态条件（诸如电 压转变、负载瞬变和快速峰值功率操作）提供电流。该结构有利地将慢相 102用于较高效率的操作而将快相102用于较快的瞬态响应。慢相和快相 102都可以被切换为响应输出的快速动态条件。

相102均包括高侧晶体管（HS）和低侧晶体管（LS），以用于通过将 相102耦接到负载120的电感（Lm）来向负载120提供功率。在由控制 器110确定的各个阶段，各个相102的高侧晶体管可将负载120可切换地 连接到输入电压（Vin），而相应的低侧晶体管将负载120可切换地连接到 地。

控制器110包括与功率级100的各个相102相关联的控制单元112。 各个控制单元112包括补偿器114、滤波器116和用于控制相应的功率级 相102的切换（即，开启和关闭）从而将输出电压调节设置到所希望的设 置点（Vref））的脉冲宽度调制（PWM）控制器118。各个相102的切换 频率（Fswm）可以独立于其他相102来设置，从而在不同的操作条件（诸 如高/低负载电流、Vref设置点改变、负载改变等）下改进整体输出调节。

提供电流传感器130以用于检测将相102耦接到负载120的电感中的 电流。电流传感器130可以包括用于放大所检测到的相电感电流（Isenm) 的增益单元132。所检测到的相电感电流被反馈回至相应的控制单元112。 而且，控制单元112的输入是公共误差电压（Verr)的电流表示。公共电压 误差相当于功率级100的输出电压（Vo）和参考电压（Vref)之间的差，并 且可以被生成为Verr=Vref-Vo。公共误差电压被转换为输入到控制单元112 的补偿器114的相应的公共误差电流（Ierr）。例如，转换器140可以使用 诸如电感DCR（直流阻抗）的任何合适的已知技术将公共误差电压转换 为相应的公共误差电流。

各个补偿器114基于公共误差电流（Ierr)以每个相102的切换频率 （Fswm）生成该相102的相专用（specific-phase）目标电流（it_m），其 中如上所述，Ierr相当于功率级输出电压和参考电压之间的差。补偿器114 可以根据为各个相102选择的切换频率来独立地优化以获得最宽的带宽。 各个控制单元112基于相102的相专用目标电流it_m和所检测到的电感 电流（Isenm），来调整由PWM控制器118提供给相应相102的PWM信 号的占空比（dm）。驱动器104响应于由PWM控制器118生成的PWM 信号，将栅极驱动信号（GHN，GLN）提供给相应相102的高侧晶体管和 低侧晶体管的栅极。

在一个实施方式中，控制单元112基于相应相102的相专用目标电流 it_m和所检测到的电感电流Isenm之间的差来生成电流误差信号Δim。目 标电流可以是平均或峰值电流。目标电流和检测电流可以是表示相位电流 的电流，诸如下一PWM周期的峰值电流或平均电流或相位电流的一些其 他合适的表示。各个PWM控制器118基于相应的相102的电流误差信号 Δim来调整提供到该相102的PWM信号的占空比（dm）。控制单元112 还可以包括滤波器116，用于去除电流误差信号的高频成分。滤波器116 补偿相位电流距目标电流的任何偏差，使得系统独立于诸如相位电流路径 中的电感值和寄生阻抗的应用参数。开关调节器的相102基于利用占空比 （dm）为相102设置的切换频率（Fswm）来切换，其中该占空比被确定 为使得调节器向负载120提供动态电流分配。

图2示出了多相开关调节器的另一种实施方式，其中开关调节器包括 功率级100以及用于控制功率级100操作的控制器110。为了便于说明， 电流传感器的细节未在图2中示出，并且可以如图1中所示或者使用任何 其它已知的合适电流检测方案来加以实现。同样为了便于说明，并未在图 2中显示出负载。根据图2中示出的实施方式，单个补偿器114基于共同 误差电流信号，生成全部相102的共同目标电流（i_t）。每个控制单元112 调整PWM信号的占空比（dm)，其中PWM控制器118基于共同的目标 电流it和所检测到的相应相102的电感电流（lsenm）向该相102提供PWM 信号。

进一步根据图2示出的实施方式，控制器110还包括缺相（phase  dropping）和动态电流分配单元200。缺相和动态电流分配单元200动态 调整由一个或多个相102传输的电流量，以便优化调节器在特定操作点的 瞬态性能和效率。例如，单元200响应于负载电流的减少，可以使一个或 多个相102禁用并重新分配电流至剩余启用相102中的每一个。同样，单 元200响应于负载电流的增加，可以启用一个或多个先前禁用相102并重 新分配电流至每个启用相102。

缺相和动态电流分配单元200可以在相102之间均等地分配负载电 流。相反，单元200可以在相200之间不均等地分配负载电流。例如，基 于每个相专用102的大小和特性可以编程负载电流分配。在一个实施方式 中，缺相和动态电流分配单元200为每一个相102设置比例因子202，以 确定相102之间的负载电流分配。相电流比例因子202确定为每一个相102 分配的负载电流的百分比。例如，在3相系统中，每个比例因子202可以 被设置成1/3，使得每一个相102的贡献是总负载电流的33%。比例因子 202可以改为设置成不相等，使得对于至少一个相102，共同目标电流（it） 的比例是不同的，该至少一个相可比其它相102贡献更多或更少的负载电 流。

控制器110还包括电流前馈（current feed forward）单元210，用于在 共同目标电流it反映瞬态负载事件之前，响应于动态电压转变增加由快相 102提供给负载的电流。电流前馈单元210减少调节器的整体反应时间并 促使快相102尽可能快的对动态电压转变做出反应。在图2中，示出了第 N个相102作为快相。然而，如本文之前所述的，任意数量的相102可以 是快相。

在一个实施方式中，如图2中所示，电流前馈单元210生成具有可编 程宽度的脉冲信号，该脉冲信号与共同目标电流it和每个快相102的检测 电感电流lsenm相组合。在另一个实施方式中，电流前馈单元210将共同 目标电流和每个快相102的检测电感电流与输出电压的缩放导数（例如： CdVo/dt）相结合。在每种情况下，由电流前馈单元210生成的信号（I_FF） 在共同目标电流反映动态电压转变事件之前，开始影响快相102的占空比 （dm）变化。

控制器110进一步包括添加于滤波器116和控制单元112的PWM控 制器118之间的电压前馈（voltage feed forward）单元220。电压前馈单元 220生成与滤波器输出相结合的前馈信息（V_FF），并且反映功率级输出 电压与输入电压的比例（Vo/Vin）和由控制器110实现的自适应电压定位 回路引起的电压降。控制器110可实现任意常规的AVP回路，因此并未 在本文中提供AVP回路的进一步描述。控制器110还可包括限制每个相 102的最大电流的饱和模块230，以及电流回路上的附加滤波器240，其中 滤波器240可将检测到的电感电流lsenm的高频成分去除并使慢相102平 稳地操作。

图3示出了与图2中示出的实施方式类似的多相开关调节器的实施方 式。然而每个相控制单元112都包括补偿器114，其用于基于本文之前关 于图1描述的共同误差电流（lerr）以相应相102的切换频率（Fswm）生 成该相102的相专用目标电流（it_m），来代替生成共同目标电流。进一 步根据图3示出的实施方式，电流前馈单元210可生成具有可编程宽度的 脉冲信号，其中具有可编程宽度的脉冲信号与每个快相102的相专用目标 电流it_m和所检测到的电感电流lsenm相结合，或可替换地将每个快相 102的相专用目标电流it_m和所检测到的电感电流与输出电压的缩放导数 （例如：CdVo/dt）相结合。在不同的情况下，由电流前馈单元210生成 的信号（I_FF）在快相102的相专用目标电流（it_m）反映动态电压转变 事件之前开始影响快相102的占空比（dm）变化。

图4是示出了图3中示出的多相开关调节器的控制器110中的补偿器 114的实施方式。根据该实施方式，补偿器114利用非线性比例-积分-微 分（PID)控制器加以实现，并与具有以第一切换频率Fsw1操作的一个或 多个慢相102和以第二切换频率Fsw2（Fsw2>Fsw1）操作的一个或多个 快相102的开关调节器一起使用。非线性PID控制器包括用于慢相102和 快相102的低通滤波器（LPF）300、302，用于在每个需要的切换频率（诸 如此例中的Fsw1和Fsw2）下从共同误差电流信号（lerr）中去除高频成 分。

非线性PID控制器还具有对于所有相102是共用的第一积分单元 304，所述第一积分单元304对于稳定状态负载条件是有效的，以及对于 所有相102是共用的第二积分单元306，所述第二积分单元306对于输出 的快速动态条件是有效的。非线性PID控制器进一步具有与快相102相关 联的第一比例单元308和与慢相102相关联的第二比例单元310。非线性 PID控制器进一步包括与快相102相关联的第一微分单元312和与慢相 102相关联第二微分单元314。比例项（P）和微分项（D）对于快相102 和慢相102可以是不同的。电流前馈项（I_FF）可应用到快相102以迫使 对本文先前描述的快速动态条件作出响应。

非线性PID控制器基于功率级输出电压（Vo）和参考电压（Vref）之 间的差，生成每一个相102的相专用目标电流it_m。该差作为共同误差电 流信号（lerr）被输入至LPF300、302；积分单元304、306；比例单元308、 310以及微分单元312、314。可以为快相路径提供死区滤波器，以确保共 同误差电流（lerr）在输入至第二（瞬时的）积分单元306和第一（快速 的）微分单元312时仅在输出的快速动态条件期间是非零值，例如，只有 在发生输出电压（Vo）的突变时。死区滤波器316降低了稳定状态操作期 间的敏感度和抖动。

图5示出了与图3中所示的实施方式类似的多相开关调节器的实施方 式。然而，换算器（scalar）202运行在相电流反馈回路中更下游，作用于 相应的相电流误差信号Δim而不是相专用目标电流（it_m）。

使用术语例如“第一”、“第二”等来描述各种元件、区域、部分等， 并且也不意味着是限制性的。在整篇说明书中，相似的术语指的是相似的 元件。

如本文中所使用的，术语“具有”、“包含”、“包括”、“含有”等是开 放式终止的术语，其指示存在陈述的元件或特征，但是不排除附加的元件 或特征。除非文中明确说明，否则冠词“一”、“一个”和“这个”意味着 包括复数以及单数。

应该理解，除非明确说明，否则本文中描述的各种实施方式的特征可 以彼此结合。

虽然本文中已经说明和描述了具体的实施方式，但是本领域的技术人 员应该理解，在不背离本发明保护范围的情况下，各种替代性和/或等同实 施方式可以取代所示出和描述的具体实施方式。本申请意旨涵盖本文中讨 论的具体实施方式的任何调整和变化。因此，意旨本发明仅由权利要求和 其等同物来限定。