具有温度补偿的返驰转换器及用于对返驰转换器进行温度补偿的方法

摘要

本申请案涉及一种具有温度补偿的返驰转换器及一种用于对返驰转换器进行温度补偿的方法。一种具有温度补偿TC的隔离式返驰转换器使用初级侧感测及输出二极管，所述输出二极管具有与其温度相关的可变电压降。将反馈环路中的和输出电压V

说明书

技术领域

本发明涉及DC-DC返驰转换器，且特定来说，涉及一种用于隔离式返驰转换器的 温度补偿技术，其中所述转换器使用输出二极管及初级侧感测来检测输出电压。

背景技术

DC-DC返驰转换器是众所周知的。当需要输入级与输出级之间的隔离时，可通过用 于提供反馈的各种方法来感测输出电压。一种用以在维持隔离的同时将输出电压输送到 初级侧的方式是使用光耦合器。然而，使用光耦合器需要额外电路、空间、功率及成本。 检测输出电压的更讲究的方式是当功率开关在转换器的放电(或返驰)循环期间关断时感 测所述功率开关的端子处的电压。此所感测电压以已知方式与输出电压相关。

图1图解说明一种类型的返驰转换器，其通过在于放电(或返驰)循环期间关断功率 开关MOSFET M_POWER时检测变压器T1的初级绕组L1处的电压而检测输出电压V_OUT。 通过变压器的初级侧处的信号来感测输出电压有时称为初级侧感测。

MOSFET M_POWER由输出调节与控制电路14控制以在充电循环期间将初级绕组L1 连接在输入电压V_IN(例如，电池电压)与接地之间。

为了实现经调节V_OUT，在经控制时间之后关断MOSFET M_POWER，且肖特基二极管 D变为被正向偏置。也可使用常规pn二极管。在所需电压下将穿过次级绕组L2的电流 转移到负载及平滑电容器C_OUT。

对于调节反馈，电路14在放电循环期间(MOSFET M_POWER关断)检测MOSFET  M_POWER的漏极处的电压。漏极电压与L1及L2的绕组比相关，且跨越绕组L2的电压为 输出电压Vout加上跨越二极管D的电压降。用于检测V_OUT的此些初级侧感测电路为众 所周知的且不需要加以详细描述。以引用的方式并入本文中且可在线获得的线性技术 LT3573返驰转换器的全数据表描述反馈电路的操作。此操作还描述于转让给本发明受 让人且以引用的方式并入本文中的第7,471,522号及第7,463,497,号美国专利中。可使用 其它已知的初级侧电压感测技术。

电路14继续以可变频率或固定频率控制MOSFET M_POWER的工作循环以基于所感测 电压来调节V_OUT。

输出调节与控制电路14可使用任何类型的常规技术来调节，包含电流模式、电压 模式或其它模式。

在图1的实例中，展示电压模式转换器。在MOSFET M_POWER关断且二极管D正传 导电流的时间期间，由输出电压感测电路16感测MOSFET M_POWER的漏极处的开关电压 Vsw。电路16包含从Vsw减去V_IN(以获得跨越绕组L1的电压)接着按比例缩放所述电 压以产生反馈电压V_FB的电路，其中当V_FB等于参考电压V_REF时，输出电压V_OUT处于 所要值，例如5伏。电路16根据以下方程式产生V_FB：

$V_{\mathrm{FB}}=(V_{\mathrm{OUT}}+V_F\left(T\right))·\frac{N_P}{N_S}·\mathrm{Kp}$

其中V_F(T)是二极管D的正向电压降，N_P/N_S是L1与L2的匝数比，且Kp是由电 阻器分压器界定的比例。跨越二极管D的电压降具有负温度系数且为大约-2mV/K。由 于转换器调整MOSFET M_POWER的工作循环以使V_FB保持等于V_REF，因此输出电压V_OUT随着温度上升而变为高于所要电压。

在放电阶段期间的某一点处，由取样与保持电路18对V_FB进行取样且将经取样V_FB施加到误差放大器20的一个输入。误差放大器20将V_FB与参考电压V_REF进行比较且输 出误差电压V_E。脉冲产生器22设定MOSFET M_POWER的工作循环以致使误差电压V_E约等于零。以此方式，尽管是温度相关的，但输出电压V_OUT得以调节。脉冲产生器22 可包含基于V_E的值而给电容器充电以形成阈值电压的电流源、斜坡产生器、将所述阈 值电压与斜坡进行比较以设定工作循环的PWM比较器及用于MOSFET M_POWER的驱动 电路。此电路为常规的。

图2图解说明针对特定工作循环穿过初级绕组L1的电流、穿过次级绕组L2的电流 及跨越MOSFET M_POWER的电压V_SW。

在时间T1处，MOSFET M_POWER接通以给初级绕组L1充电，从而致使斜变电流在 绕组L1中流动。此时，二极管D不传导。

在可变或固定时间之后，在时间T2处，MOSFET M_POWER切断且二极管D传导。此 停止初级绕组L1中的电流且致使穿过次级绕组L2的电流斜降同时给输出电容器C_OUT充电且将电流提供到负载。跨越MOSFET M_POWER的电压与输出电压V_OUT相关且在此时 间期间由电路14取样。

在时间T3处，次级绕组L2电流斜降到零且二极管D停止传导以引起不连续模式。 对于较高电流负载，在工作循环变化以调节输出电压时可能不存在不连续操作。

在时间T3之后，MOSFET M_POWER的寄生电容及绕组L1的电感形成振荡槽电路。

在时间T4处，MOSFET M_POWER再次接通，且所述循环重复。

各种转换器电路的额外细节描述于转让给本发明受让人且以引用的方式并入本文 中的第5,481,178号、第6,127,815号、第6,304,066号及第6,307,356号美国专利中。

图3图解说明其中用具有N_B匝的第三绕组L3(也称为偏置绕组)实施初级侧感测的 常规隔离式返驰转换器。在放电阶段期间，将跨越第三绕组L3产生电压。由电容器C_BIAS及二极管D_BIAS形成的电路限制尖峰。电压V_B由输出电压感测电路感测且经按比例缩放 以根据先前所描述的以下方程式产生反馈电压V_FB。

$V_{\mathrm{FB}}=(V_{\mathrm{OUT}}+V_F\left(T\right))·\frac{N_B}{N_S}·\mathrm{Kp}$

图4图解说明图1的输出电压感测电路16内的现有技术电路，所述现有技术电路 从V_SW电压减去V_IN电压且用电阻器R_P1及R_P2按比例缩小所述电压。可将V_FB电压表 达为

$V_{\mathrm{FB}}=(V_{\mathrm{OUT}}+V_F\left(T\right))·\frac{N_P}{N_S}·\frac{R_{P1}}{R_{P2}}$

在图4中，电流源24通过源极连接到V_IN的p沟道MOSFET M1汲取电流。p沟道 MOSFET M1及M2的栅极经连接使得MOSFET M2的源极处于V_IN，假定相等的阈值电 压。此从V_SW减去V_IN。由于转换器调整工作循环以使V_FB保持与V_REF匹配，因此可通 过调整V_SW来控制穿过电阻器R_P2的电流以产生V_REF。用户选择为产生所要输出电压而 按比例缩放V_FB所需的电阻器R_P1且将电阻器R_P1连接到装纳转换器控制电路14的封装 的端子。R_P2可为10K欧姆且与转换器控制电路14形成于同一芯片上。

图5图解说明图3的输出电压感测电路16内的现有技术电路，所述现有技术电路 用电阻器R_B1及R_B2按比例缩小电压V_B。可将V_FB电压表达为

$V_{\mathrm{FB}}=(V_{\mathrm{OUT}}+V_F\left(T\right))·\frac{N_B}{N_S}·\frac{R_{B2}}{R_{B1}+R_{B2}}$

由于在各个方程式中V_F(T)随着温度变化且V_OUT由V_FB直接设定，因此V_OUT随着 温度向上成斜坡，如图6中所展示。因此，V_OUT具有正温度系数。当各种组件被设定为 室温时，V_OUT仅在室温下为准确的。在一些环境中，V_OUT在转换器的操作期间由于温 度改变而变化多达300mV。当标称V_OUT为5V或3.3V时，此非常显著。

已知将温度相关偏移电压添加到V_FB以补偿二极管D的V_F(T)的改变。

图7及8图解说明分别添加到图4及5的电路的现有技术温度补偿电路。常规带隙 电压产生器将稳定参考电压V_REF提供到双极晶体管28的基极。晶体管28的V_BE具有约 -2mV/K的负温度系数。晶体管28的射极处的电压是跨越作为由用户选择的外部(芯片 外)电阻器的温度补偿电阻器R_TC的电压。因此，穿过晶体管28且穿过MOSFET M4的 电流由R_TC的值及随着温度改变的V_BE设定。MOSFET M3经连接作为电流镜且将可变 电流I_TC添加到V_FB节点。V_F(T)的负温度系数由电流I_TC的正温度系数抵消。

关于图7及8的温度补偿电路的主要问题是，用户首先选择R_P1以在室温下产生所 要V_OUT，接着用户加热转换器以确定V_OUT对温度的斜率。接着，用户选择R_TC以抵消 V_OUT斜率(即，使其与温度无关)。然而，由于I_TC电流始终作为偏置电流施加到V_FB节 点，因此甚至在室温下对R_TC的选择也改变V_FB，从而需要用户选择不同的R_P1来实现 所要V_OUT。此导致再次修整R_TC的需要。所执行的反复越多，对R_P1及R_TC的选择就更 优。此为仍导致未经优化R_P1及R_TC值的繁琐过程。一旦用户选定R_P1及R_TC值，用户 就可设定用于生产的最终电路设计。

需要一种用于使用初级侧感测及输出二极管的隔离式返驰转换器的温度补偿技术， 其不需要针对V_OUT选择最优值按比例缩放电阻器及针对补偿V_OUT选择最优值温度补偿 电阻器的反复过程。

发明内容

本发明揭示用于使用初级侧感测及输出二极管的隔离式返驰转换器的温度补偿技 术。产生与绝对温度成比例的电压V_PTAT的电压源经由温度补偿电阻器R_TC连接到所述 转换器中的反馈环路的V_FB节点。将V_PTAT选择为在初始校准温度(例如室温)下等于参 考电压V_REF。用户在室温下选择所述转换器的反馈环路中的按比例缩放电阻器，使得当 实现所要V_OUT时V_FB等于V_REF。由于所述转换器在室温下的操作期间将V_FB控制为等 于V_REF，因此在用户选择按比例缩放电阻器时不存在穿过电阻器R_TC的电流。因此，温 度补偿电路在室温下对转换器无影响。

在设定按比例缩放电阻器之后，使转换器的温度升高以在V_OUT随着温度上升时确 定V_OUT的斜率。接着选择电阻器R_TC的最优值作为抵消V_OUT的斜率的R_TC值。此可使 用电位计来完成。或者，如果输出二极管的二极管压降对温度已知，那么可在不使转换 器的温度升高的情况下通过方程式来确定R_TC的恰当值。对R_TC的选择在室温下不影响 V_OUT，因此不需要在选择R_TC之后修整按比例缩放电阻器。因此，可在无反复过程的情 况下选择按比例缩放电阻器及温度补偿电阻器R_TC的最优值，从而大大减轻了用户的任 务且改进了转换器随着温度的性能。

描述形成V_PTAT电压源的各种技术。

所述返驰转换器及按比例缩放电路可为常规的。

附图说明

图1图解说明感测功率开关的节点处的电压V_SW以提供反馈电压的现有技术返驰转 换器。

图2图解说明在特定工作循环下穿过图1中的变压器的绕组的电流以及跨越功率开 关的电压。

图3图解说明感测第三绕组的节点处的电压以提供反馈电压的现有技术返驰转换 器。

图4图解说明供与图1的转换器一起使用的用于从V_SW减去V_IN且按比例缩放反馈 电压的现有技术电路。

图5图解说明供与图3的转换器一起使用的用于按比例缩放反馈电压的现有技术电 路。

图6图解说明在无温度补偿的情况下转换器输出电压V_OUT如何随着温度向上成斜 坡。

图7图解说明供与图4的电路一起使用的现有技术温度补偿电路。

图8图解说明供与图5的电路一起使用的现有技术温度补偿电路。

图9图解说明连接到图4的电路的根据本发明一个实施例的温度补偿电路，其允许 在不使用反复过程的情况下选择最优按比例缩放电阻器及最优温度补偿电阻器。

图10图解说明选择各种TC电阻器值对V_OUT的影响。

图11图解说明连接到图5的电路的根据本发明一个实施例的温度补偿电路，其允 许在不使用反复过程的情况下对最优按比例缩放电阻器及最优温度补偿(TC)电阻器的 选择。

图12图解说明连接到图4的电路的温度补偿电路，其用于在TC电阻器处提供在初 始校准温度(例如室温)下等于V_REF的与绝对温度成比例的电压V_PTAT。

图13图解说明连接到图5的电路的温度补偿电路，其用于在TC电阻器处提供在初 始校准温度(例如室温)下等于V_REF的与绝对温度成比例的电压V_PTAT。

图14图解说明用于产生在初始校准温度(例如室温)下等于V_REF的与绝对温度成比 例的电压V_PTAT的电压源。

图15是识别在本发明的一个实施例期间执行的各种步骤的流程图。

用相同编号标示相同或等效的元件。

具体实施方式

在各种实例中，将本发明展示为结合图1及3到5的各种现有技术电路使用。然而， 本发明可结合使用初级侧感测的隔离式返驰转换器中的几乎每一类型的反馈电路使用。

图9图解说明连接到图4的电路的V_FB节点的温度补偿电路30。电压源32产生与 温度成比例的电压。此电压称为与绝对温度成比例的电压V_PTAT。电压源32经由温度补 偿(TC)电阻器R_TC连接到使用初级侧感测的隔离式返驰转换器的反馈环路中的V_FB节点 34。举例来说，所述转换器可为图1或图3的转换器中的任一者，且温度补偿电路30 可连接到误差放大器20或为了调整功率开关的工作循环以致使V_FB与参考电压V_REF匹 配而将V_FB与V_REF进行比较的其它差分放大器的输入。

电阻器R_TC通常在含有控制电路14(图1)的芯片外部且连接到IC封装的引脚。用户 基于在转换器中使用的特定组件而选择恰当电阻器R_TC。

将参考图15的流程图来论述图9的发明。

在图15的步骤36中，TC电路30经配置以在室温下产生穿过电阻器R_TC的零电流 (或大致零电流)，假定在室温下为设定V_OUT执行初始按比例缩放。由于反馈环路致使转 换器在误差放大器20的输入处始终使V_FB与V_REF(展示于图1中)匹配，因此在室温下 V_PTAT被设定为V_REF。因此，由于将相同电压施加到电阻器R_TC的两侧，因此将不存在 穿过R_TC的电流，且反馈环路中按比例缩放电阻器的设定将与TC电路30无关。

在图15的步骤38中，使转换器在室温下操作。在此温度下，TC电路30对V_OUT无影响。

在步骤40中，用户选择按比例缩放电阻器R_P1以致使在V_OUT处于所要值(例如5V) 时V_FB等于V_REF。对按比例缩放电阻器R_B1的选择可使用经验方法以实现最高准确度。 因此，在仅一个步骤中将按比例缩放电阻器R_P1设定为其最优值。按比例缩放电阻器R_P1在转换器控制芯片外部且连接到IC封装的引脚。所述按比例缩放电阻器可为任何类型 的反馈环路中的任何电阻元件，例如电阻器分压器电路中的任何电阻器。所述按比例缩 放电阻器可甚至为与控制电路14处在同一芯片上的可调整电阻。在另一实施例中，可 调整电阻器R_P1及R_P2中的任一者或两者以实现所要V_OUT。设定R_P1与R_P2的比以实现 V_OUT，如下：

$V_{\mathrm{OUT}}=V_{\mathrm{REF}}·\frac{N_S}{N_P}·\frac{R_{P1}}{R_{P2}}-V_F\left(T_0\right)$

显然，TC电阻器R_TC在室温(T₀)下在V_OUT的设定中不起作用。

在步骤42中，如果将以经验方式确定R_TC的最优值，那么在增加转换器的温度时 监视V_OUT以确定V_OUT对温度。V_OUT将由于跨越输出二极管的电压降随着温度减小而随 着温度增加。换句话说，V_SW不再表示所要V_OUT电平，同时穿过电阻器R_P2的电流正产 生等于V_REF(图1)的V_FB。因此，需要使TC电路30添加穿过电阻器R_P2的某一电流以 致使V_FB等于V_REF且将V_SW(及V_OUT)降低到所要电平。

由电压源32产生的V_PTAT随着温度增加且因此使穿过R_TC的电流随着温度的增加而 增加。电流增加的量与R_TC的值成比例。可在温度的斜变期间调整R_TC的值(例如用电位 计)以抵消V_OUT的斜率。或者，代替以经验方式确定R_TC，可在输出二极管D的二极管 压降对温度已知的情况下通过计算来确定恰当R_TC值。在此情况中，不必加热转换器。

在步骤44中，获得用以抵消V_OUT的斜率的TC电阻器R_TC的所要值。可在所有其 它值已知的情况下依据以下方程式来计算恰当R_TC值：

$\frac{V_{\mathrm{REF}}}{T_0}·\frac{N_S}{N_P}·\frac{R_{P1}}{R_{\mathrm{TC}}}=-{\mathrm{\Delta V}}_F\left(T\right)$

其中ΔV_F(T)为V_F(T)的负温度系数，即，二极管D在温度T₀下与在升高的温度T下 的正向电压降之间的差除以温度差。

图10在无任何温度补偿的情况下(实线)且还在具有TC电路30的效应的情况下(虚 线)图解说明V_OUT对温度。展示了选择过高R_TC值、过低R_TC值及最优R_TC值的效应。

在步骤46中，将最优TC电阻器R_TC连接到含有控制电路14及TC电路30的IC 封装的适当引脚以抵消V_OUT对温度的斜率。TC电路30的效应在校准温度T₀下并不改 变V_OUT，因此按比例缩放电阻器R_P1保持最优。

在步骤48中，可使转换器在一温度范围内操作，同时尽管跨越输出二极管D的电 压降变化，但V_OUT保持大致稳定。

图11针对使用第三(或偏置)绕组进行初级侧感测的转换器(图3)图解说明连接到图5 的电路的TC电路30。用于选择R_B1及R_TC的过程类似于关于图9及15所描述的过程。

首先，用户在室温下选择按比例缩放电阻器R_B1以设定V_OUT，如下：

$V_{\mathrm{OUT}}=V_{\mathrm{REF}}·\frac{N_S}{N_B}·\frac{R_{B1}+R_{B2}}{R_{B2}}-V_F\left(T_0\right)$

对最优R_B1的选择与TC电路30无关，因为TC电路30在室温下产生穿过TC电阻 器R_TC的零电流。对按比例缩放电阻器R_B1的选择可使用经验方法以实现最高准确度。 用户接着将选定电阻器R_B1连接到含有转换器控制电路及TC电路30的IC封装的适当 引脚。

可接着如下或通过经验分析来选择TC电阻器R_TC值：

$\frac{V_{\mathrm{REF}}}{T_0}·\frac{N_S}{N_P}·\frac{R_{B1}}{R_{\mathrm{TC}}}=-{\mathrm{\Delta V}}_F\left(T\right)$

图12及13图解说明分别连接到图4及5的电路的温度补偿电路30的一个实施例， 其用于在TC电阻器R_TC处提供在初始校准温度(例如室温)下等于V_REF的与绝对温度成 比例的电压V_PTAT。由高增益差分放大器38及MOSFET M5组成的反馈环路致使放大器 38的反相输入处的电压大致等于施加到放大器38的非反相输入的V_PTAT。电流源36通 过MOSFET M5汲取相对低的固定电流I₀以实现反馈环路的恰当操作。因此，施加到 R_TC节点的电压将为V_PTAT。

图14图解说明用于产生在初始校准温度(例如室温)下等于V_REF的与绝对温度成比 例的电压V_PTAT的适合电压源32。将固定V_BIAS电压施加到通过电阻器R₁汲取电流的双 极晶体管40的基极。由于晶体管40的V_BE与温度(与输出二极管D相同的温度)相关且 穿过电阻器R₁的电流等于(V_BIAS-V_BE)/R₁，因此所述电流与所述温度直接相关。输出二 极管D及晶体管40优选地热耦合(例如处在同一芯片中)，使得基极-射极二极管温度与 输出二极管温度约相同。在优选实施例中，整个电压源32将与控制电路14(图1)及输 出二极管D处在同一IC芯片上以实现晶体管40(图14)与输出二极管D之间的良好热耦 合。

穿过电阻器R₁的电流由MOSFET M6及M7的配置镜射，且所述电流流动穿过电阻 器R₂。选择任一R₁或R₂或两者的值使得在室温(或转换器的其它校准温度)下V_PTAT等 于V_REF(图1)。V_PTAT的值随着与晶体管40的V_BE压降成比例的温度而上升。

还预想出用以产生V_PTAT的许多其它方式。

所属领域的技术人员可在不进行过度实验的情况下且使用常规电路技术来实施图9 的温度补偿电路30。预想出所有此些电路。

尽管已展示及描述了本发明的特定实施例，但所属领域的技术人员将明了，可在其 更广泛方面中做出改变及修改而不背离本发明。因此，所附权利要求书应在其范围内涵 盖归属于本发明的真实精神及范围的所有此些改变及修改。