一种适用于延迟敏感业务的新型编码调制方法与系统

摘要

一种适用于延迟敏感业务的新型编码调制方法与系统，属于卫星通信与无线通信技术领域，其特征在于，在发射端，待发送的数据依次经过卷积编码、正交调制与比特交织，然后进行调制发送。与传统的卷积编码经过比特交织后级联正交调制方案不同,本发明将比特交织器与正交调制器的位置进行交换,从而使得接收端可通过基于因子图表示的无迭代联合解调译码检测方法,达到与传统发送方案下采用联合迭代译码结构多次迭代方法相当的系统误码率性能。上述便于采用基于因子图的单次检测（即无迭代联合解调译码）实现良好误码性能的新型编码调制方案，可有效降低接收端的联合迭代译码时延，从而实现降低端到端业务时延的目的，且复杂度低，在低信噪比下误比特率性能优越，非常适用于卫星通信及其它无线通信中的语音、控制信令等短包长、延迟敏感业务。

说明书

技术领域

本发明涉及卫星通信与无线通信技术领域，特别涉及移动卫星和无线通信中语音和控 制信令等延迟敏感业务的数据编码调制发送方法。

背景技术

正交调制与卷积编码技术相结合已广泛应用于现代卫星通信系统中。在卫星通信反向链 路中，待发送的信息比特通常首先进行卷积编码，然后经过比特交织器，再进行正交调制。 正交调制通常选择Walsh码（Hadamard序列）映射。因此，卫星移动通信系统的反向链路可 以看作是一个使用了低速率级联码的系统：外码是卷积码,内码是正交码，可称之为正交卷积 码。

正交卷积码的译码方法目前有很多种，主要分为两大类：分离的解调译码算法与联合解 调译码算法。前者将解调和译码分开处理，先解调，后译码。分离的方法简单易行，但是解 调和译码之间存在信息丢失，从而系统性能较差。联合解调译码方法是将解调和译码视为一 个整体联合处理，避免了信息丢失，以提高系统性能。但是，由于理想的解调译码联合处理 复杂度往往很高，实际并不可行，人们提出一类次优的迭代联合解调译码方法。该方法是将 卷积编码与正交调制看作串行级联码，利用Turbo迭代的思想，在解调器与译码器之间互相 传递外信息，从而逼近最优联合译码的性能。

一般来说，迭代联合解调译码处理方法不失为一种复杂度可行、性能优越的接收机设计 方案，目前已得到广泛应用。但是，迭代联合解调译码处理方法要获得较好的系统误码率性 能依赖于解调器和译码器之间多次得信息交互，这种信息交互的迭代过程极大增加了系统的 接收处理延迟，故并不适用于延迟敏感的通信业务，例如卫星语音通信和控制信令业务等。 以卫星语音通信业务为例，此时系统设计的主要目标已不再是单纯的追求最优误码率性能， 而是在保证误码率（或误包率）不高于某个阈值的前提下最小化译码延迟与复杂度。因此， 传统的以最优化误码性能为目标的迭代联合解调译码方法在此类业务中的应用均受到一定的 限制。

发明内容

本发明针对卫星移动通信语音和控制信令等业务提出了一种适用于延迟敏感业务的新型 编码调制方法与系统。该发明通过适当地改进发射机结构，从而使得接收端可采用基于因 子图表示的无迭代联合解调译码方法进行接收处理，其译码延迟减小、复杂度低，且在低 信噪比下误比特率性能优越，因此非常适用于卫星通信中的语音等延迟敏感的通信业务。 本发明的系统包含四个模块：卷积编码模块、正交调制模块、比特交织模块以及调制发送模 块；其中：

卷积编码模块由一个卷积编码器组成，将输入的待发送的信源数据b用进行卷积编码，得 到编码序列c，送入正交调制模块；

正交调制模块将接收到的所述编码序列c进行正交调制，得到符号序列a，送入比特交织 模块；

比特交织模块将接收到的符号序列a进行比特交织，得到交织之后的发送序列x，送入调 制发送模块；

调制发送模块将接收到的所述的发送序列x调制成载波相位携带信息的信号，经发射天线 发送出去；

本发明方法的实现步骤如下：

（1）生成信源数据：产生待发送的信源数据n_b＝1，2，...，N_b，N_b为一 帧信源数据的长度，已知值，(·)^T代表向量或矩阵的转置；

（2）卷积编码：将产生的信源数据b进行利用(n,k,ν)卷积码进行编码，并进行归零操作， 得到编码序列c，其中：

k为每次输入到所述卷积编码器的信源比特个数，

n为每k个输入信源比特对应的输出编码比特个数，

v为所述的非递归卷积码的约束长度；

（3）正交调制：将卷积编码得到的编码序列c进行正交调制，得到符号序列a；

（4）比特交织：将正交调制得到的符号序列a进行比特交织，得到符号序列x；

（5）调制发送：将比特交织后的符号序列x调制成载波相位携带信息的信号，经发射天线发 送出去。

本发明的效果

本发明对传统的正交卷积编码进行了修正，提出了一种适用于延迟敏感业务的新型编码 调制方法与系统。其主要的优点是，通过发送端调整比特交织器和正交调制器的位置顺序， 使得在接收端可采用基于因子图的无迭代联合解调译码方法通过单次检测实现很好的系统误 码性能，而无需解调器和译码器之间的多次迭代，因此系统解调译码延迟小，同时其复杂度 仅与迭代联合解调译码方法中单次迭代的复杂度相当,而且其误码率性能在低信噪比下更优， 因此非常适用于卫星通信中的语音业务及其它延迟敏感的通信业务。

附图说明

图1是本发明提出的新型编码调制系统框图；

图2是接收机联合解调译码框图；

图3是本发明提出的新型编码调制系统的因子图；

图4是接收机无迭代联合解调译码方法中单个节点的消息传递示意图，p(π_i)为比特块 π_i传递给节点f_i的消息，γ_i(c_i)为变量c_i传递给节点f_i的消息，变量s_i传递给节点f_i+1的 消息α_i(s_i)以及变量s_i-1传递给节点f_i-1的消息β_i-1(s_i-1)通过递归计算得到；

图5是本发明中所涉及的无迭代联合解调译码方法与迭代联合解调译码方法在AWGN信道 环境下的性能仿真结果，其中，

迭代联合解调译码，迭代次数1；

迭代联合解调译码，迭代次数3；

迭代联合解调译码，迭代次数5；

无迭代联合解调译码方法；

图6是本发明提出的无迭代联合解调译码方法与迭代联合解调译码方法在Rician衰落 （Rician因子K＝10dB）信道环境下的性能仿真结果，其中，

迭代联合解调译码，迭代次数1；

迭代联合解调译码，迭代次数3；

迭代联合解调译码，迭代次数5；

无迭代联合解调译码方法；

具体实施方式

下面结合附图与一个实例对本发明的具体实施方式作进一步的说明：

发射机端，设有卷积编码模块（101）、正交调制模块（102）、比特交织模块（103）以及 调制发送模块（104），其中：

所述的卷积编码模块（101），由一个卷积编码器组成，将输入的待发送的信源数据b用非 递归卷积码(n,k,ν)＝(2,1,7)进行卷积编码，生成矩阵为G=(171,133)₈，并进行归零操作，得 到编码序列c，送入正交调制模块（102），其中，

n_b=1，2，...，N_b，N_b=192为一帧信源数据的长度，已知值，

k为每次输入到所述卷积编码器的信源比特个数，

n为每k个输入信源比特对应的输出编码比特个数，

v为所述的非递归卷积码的约束长度，

(·)^T代表向量或矩阵的转置，

所述的正交调制模块（102），将接收到的所述编码序列c进行M＝64阶的Walsh正交调 制，转换为Walsh符号序列a，送入比特交织模块（103），M＝64为设定值；

所述的比特交织模块（103），将接收到的Walsh符号序列a进行比特交织，得到交织之后 的基带信号发送序列x，送入调制发送模块（104），该比特交织模块的交织器是伪随机交织 器；

所述的调制发送模块（104），将接收到的所述的基带信号发送序列x利用BPSK调制成载 波相位携带信息的信号，经发射天线发送出去；

为实现良好的系统误码性能，在接收机端我们采用了基于因子图表示的无迭代联合解调 译码方法，依次进行解调、解交织以及联合解调译码；其中，解调从接收到的信号中提取基 带信息符号序列；解交织将接收到的基带信息符号序列进行解交织，恢复成原始顺序的接收 符号序列y，联合解调译码模块由三个依次串接的符号译码器，比特译码器和判决器组成， 其中，

符号译码器依次按以下步骤对所述接收符号序列y利用消息传递算法译码，获得与所述的 发送信源数据b对应的由若干连续比特组成的比特块π_i的软信息，即后验概率值 p(π_i|Y＝y,H)，i为比特块π_i的序号，i＝1，2，…，N_u，N_u为所述的比特块π_i的个数， ${\pi }_i={(b_{(i-1)N_{\mathrm{in}}+1},b_{(i-1)N_{\mathrm{in}}+2},...,b_{i{N}_{\mathrm{in}}})}^T$为第i个比特块的组成，其中，

N_in为一个比特块中所包含的所述信源比特的个数，N_in＝klog₂Mn，其中k,M,n的定义 如上所述，

表示所述信源数据b对应的第i个比特块π_i中的第N_in个比特，

H代表信道系数矩阵，已知，

首先构造一个用于消息传递的表示状态转移的系统因子图，所述系统因子图中各个用于 传递消息的节点和对应消息表示如下：

节点p_i，代表所述的发送比特块π_i的先验概率分布函数，已知，

节点p_i传递给所述比特块π_i的消息用表示，即

${\mu }_{\mathrm{pi}\to {\pi }_i}\left({\pi }_i\right)=\left(\begin{array}{c}\frac{1}{2^{N_{\mathrm{in}}}},i=1,...,N_u\\ \left(\begin{array}{cc}1& \mathrm{if}{\pi }_i={[0,...,0]}^T,i=N_u+1,...,N_u+N_v\\ 0& \mathrm{otherwise}.\end{array}\right)\end{array}\right)$

其中，N_u为所述的比特块个数，N_v表示为使编码器归零所需要输入的比特块的个数， 节点g，代表编码器初始状态约束函数δ(s₀,s_start)，其中，δ(·)表示离散Dirac函数，即

$\delta (x_1,x_2...,x_L)=\left(\begin{array}{cc}1& \mathrm{if}{x}_1=x_2=...=x_L\\ 0& \mathrm{otherwise}.\end{array}\right),$L表示δ(·)函数的变量个数，设定值， 其中，s₀表示编码器的初始状态变量，s_start为编码器初始状态，已知，

节点g传递给所述的编码器的初始状态变量s₀的消息用表示，其中

${\mu }_{g\to s_0}\left(s_0\right)=\left(\begin{array}{cc}1& s_0=s_{\mathrm{start}}\\ 0& \mathrm{otherwise}\end{array}\right),$

节点q，代表编码器终止状态约束函数其中，表示编码器的终止状 态变量，s_end为终止状态，已知，

节点q传递给所述卷积编码器终止状态变量的消息用表示，其中，

${\mu }_{q\to s_{N_u+N_v}}\left(s_{N_u+N_v}\right)=\left(\begin{array}{cc}1& s_{N_u+N_v}=s_{\mathrm{end}}\\ 0& \mathrm{otherwise}\end{array}\right),$

节点f_i表示所述比特块π_i对应的卷积编码的约束关系函数，

f_i(s_i-1,s_i,π_i,c_i)＝δ(s_i,f_s(s_i-1,π_i))·δ(c_i,f_o(s_i-1,π_i))，其中，

c_i为所述比特块π_i对应的卷积编码序列，

s_i-1为比特块π_i-1对应的卷积编码器的状态向量，

s_i为比特块π_i对应的卷积编码器的状态向量，

f_i(s_i-1,s_i,π_i,c_i)表示状态向量s_i-1、状态向量s_i、比特块π_i以及对应编码序列c_i之间的约束 关系，

f_s(s_i-1,π_i)是状态转移函数，表示为：

$f_s(s_{i-1},{\pi }_i)={[s_{i-1,N_{\mathrm{in}}+1,}{s}_{i-1,N_{\mathrm{in}+2}}...,s_{i-1,v-1},{\pi }_i^T]}^T$

其中，表示所述的卷积编码器的状态向量s_i-1的第N_in+1至第 ν-1个分量，

δ(s_i,f_s(s_i-1,π_i))表示编码器在状态为s_i-1，输入比特块为π_i时转移至下一个状态s_i时的约 束关系，

f_o(s_i-1,π_i)是编码器状态为s_i-1，输入比特块为π_i时的编码输出函数，表示为：

其中，G代表非递归(n,k,ν)卷积码的生成矩阵，

δ(c_i,f_o(s_i-1,π_i))表示编码器在状态为s_i-1，输入比特块为π_i时输出编码序列为c_i时的约束 关系，

节点φ_i(c_i,a_i)表示与所述比特块π_i对应的卷积编码序列c_i以及Walsh符号序列a_i之间的 约束关系函数，即

φ_i(c_i,a_i)＝δ(a_i,φ(c_i))

其中，φ(c_i)表示正交调制的映射关系，已知，

节点O_i代表与所述的比特块π_i对应的Walsh符号序列a_i的信道似然函数，即

$\left(\begin{array}{c}p(Y_i=y_i|a_i,H)={\left(\frac{1}{2\pi {\sigma }^2}\right)}^{\frac{n}{2}}\exp (-\frac{\underset{m=1}{\overset{M}{\Sigma }}{(y_{i,m}-h_{i,m}{a}_{i,m})}^2}{2{\sigma }^2\mathrm{}})\\ p(Y_i=y_i|a_i,H)\propto \exp \left(\frac{1}{{\sigma }^2}\underset{m=1}{\overset{M}{\Sigma }}{h}_{i,m}{y}_{i,m}{a}_{i,m}\right)\end{array},,\right)$

其中，

Y_i＝y_i表示与所述比特块π_i对应的接收信号序列，

σ²是噪声方差，

H为信道系数矩阵，

a_i＝(a_i，1，...，a_i，m，...，a_i，M)^T为所述的比特块π_i对应的Walsh符号序列，a_i,m为a_i中的第m个 分量，m=1，2，...，M，

h_i,m为与Walsh符号a_i,m对应的信道衰落系数，已知，对于AWGN信道，h_i,m＝1；

∝代表正比例关系；

所述的符号译码依次按照以下步骤执行：

步骤（1）.初始化：

节点g传递给变量s0的消息${\mu }_{g\to s_0}\left(s_0\right)=\left(\begin{array}{cc}1& s_0=s_{\mathrm{start}}\\ 0& \mathrm{otherwise}\end{array}\right),$

节点q传递给变量的消息${\mu }_{q\to s_{N_u+N_v}}\left(s_{N_u+N_v}\right)=\left(\begin{array}{cc}1& s_{N_u+N_v}=s_{\mathrm{end}}\\ 0& \mathrm{otherwise}\end{array}\right),$

节点p_i传递给变量π_i的消息${\mu }_{\mathrm{pi}\to {\pi }_i}\left({\pi }_i\right)=\left(\begin{array}{c}\frac{1}{2^{N_{\mathrm{in}}}},i=1,...,N_u\\ \left(\begin{array}{cc}1& \mathrm{if}{\pi }_i={[0,...,0]}^T,i=N_u+1,...,N_u+N_v\\ 0& \mathrm{otherwise}.\end{array}\right)\end{array}\right)$

步骤（2）.按以下步骤进行前向与后向消息传递：

步骤（2.1）.所述比特块π_i对应的卷积编码序列c_i将经过所述节点φ_i得到的所述Walsh 符号序列a_i对应的信道似然函数p(Y_i＝y_i,|a_i,H)传递给节点f_i：

γ_i(c_i)＝p(Y_i＝y_i,|a_i,H)

$p(Y_i=y_i,|a_i,H)\propto \exp \left(\frac{1}{{\sigma }^2}\underset{m=1}{\overset{M}{\Sigma }}{h}_{i,m}{y}_{i,m}{a}_{i,m}\right),i=\mathrm{1,2},...{,N}_u+N_v$

步骤（2.2）.计算下列各消息：

变量s₀传递给所述节点f₁的消息，表示为

变量传递给所述节点的消息，表示为

递归计算出变量s_i传递给节点f_i+1的消息α_i(s_i)：

递归计算出变量s_i-1传递给节点f_i-1的消息β_i-1(s_i-1)：

其中，

表示变量s_i的所有可能的前一时刻的状态值的集合；

表示变量s_i-1的所有可能到达的下一时刻的状态值的集合;

步骤（2.3）.分别按下式计算各比特块π_i的软信息，即后验概率值p(π_i|Y＝y,H)：

$\left(\begin{array}{c}p\left({\pi }_i\right|Y=y,H)\propto p({\pi }_i,Y=y|H)\\ p({\pi }_i,Y=y|H)=\underset{e\in E_i\left({\pi }_i\right)}{\Sigma }{\alpha }_{i-1}\left(s_{i-1}\right){\gamma }_i\left(c_i\right){\beta }_i\left(s_i\right)p\left({\pi }_i\right)\end{array}\right)i=\mathrm{1,2},...,N_u,$

其中，E_i(π_i)表示对应于输入为π_i的卷积编码器所有可能的状态转移支路e＝{s_i-1,s_i} 的集合；

比特译码器将从符号译码器接收到的符号软信息，通过边缘概率与联合概率之间的关系 获得比特软信息，即对应于第((i-1)·N_in+j)个发送信源比特b_(i-1)·N_in+j的软信息值

其中，表示集合{π_i|π_i的第j个元素为

判决器按以下硬判决规则对从所述的比特译码器中收到的所述软信息值进行判决：

若所述软信息值大于0.5，则发送数据判定为1，

若所述软信息值小于0.5，则发送数据判定为0，

将得到信源数据的估计值输出。

下面结合附图6和附图7对本发明所提出系统的性能作进一步说明。

仿真软件为Matlab R2012a,仿真参数设置与实施例中所设参数一致，即：卷积编码采用 (n,k,ν)＝(2,1,7)非递归卷积码，生成矩阵为G=(171,133)₈；正交调制采用M＝64阶的Walsh 调制；数据帧长N_b＝192（不含归零比特）；交织器为伪随机交织器，信道环境为AWGN信 道或者Rician块衰落信道（Rician系数K＝10dB）。在不同的信噪比下，分别仿真迭代联合解 调译码方法与本发明提出的的无迭代联合解调译码系统的误比特率性能。

从附图6，7中可以看到，与传统的迭代联合解调译码方法相比，本发明所提出的无迭代 联合解调译码系统在低信噪比(E_bN₀≤2dB)下误比特率性能更优。特别地，与迭代联合解调 译码方法迭代一次相比，无迭代联合解调译码系统在误比特率BER＝10^-3时性能提高了大约 1dB，而两者的复杂度是相同的。因此，本发明提出的基于因子图表示的无迭代联合解调译 码系统实现了低延迟译码以及低信噪比时优越的误比特率性能，非常适用于卫星通信中的语 音业务、控制信令及其它译码延迟要求严格而误比特率性能要求较低的通信业务。

上述实施例只是用于具体说明本发明的适用于延迟敏感业务的新型调制编码实现方法， 其中的具体数据只是为了说明而随意设置的，不能用以限定本发明的保护范围，即只要按本 权利要求所述的特征实施，其中数据的任意变化均应属于本发明的保护范畴。