交流直流变换装置、使用该交流直流变换装置的压缩机驱动装置和空调机

摘要

本发明提供一种能够低价地抑制高次谐波电流、实现功率因数改善的交流直流变换装置。其具备：整流器（2），经由电抗器（5）连接在交流电源（1）上；电容器（6、7），在整流器（2）的输出端子间串联连接；第1双向开关（3），一端连接在整流器（2）的一个输入端子上，另一端连接在电容器（6、7）的连接点上；第2双向开关（4），一端连接在整流器（2）的另一个输入端子上，另一端连接在第1双向开关（3）的另一端上；以及控制单元（20），在交流电源（1）的半周期中使上述第1以及第2双向开关（3、4）动作，从输入到整流器（2）的电压控制为期望的输出电压值。

说明书

本申请是同一申请人的申请日为2007年8月29日的、申请号为200780100394.6（PCT/JP2007/066727）、发明名称为“交流直流变换装置、使用该交流直流变换装置的压缩机驱动装置和空调机”的中国发明专利申请的分案申请。 

技术领域

本发明涉及一种抑制输入电流的高次谐波电流、将交流电压变换为直流电压的交流直流变换装置以及使用该交流直流变换装置的压缩机驱动装置和空调机。 

背景技术

以往的交流直流变换装置，与电源电压的零交叉同步地在半周期内仅使电源短路一次，抑制流向电抗器的高次谐波电流，来实现功率因数的改善（例如，参照专利文献1）。 

此外，由于在电源半周期内仅使电源短路一次会使电抗器过大，所以也存在通过在电源半周期内短路两次以上来实现电抗器的小型化的技术（例如，参照专利文献2）。 

进而，也有具备切换全波整流与倍电压整流的开关和用于进行电源短路的开关，用这两个开关的切换来抑制高次谐波电流，改善功率因数的技术（例如，参照专利文献3、4）。 

此外，也有通过使用高频的PWM（脉宽调制）使开关动作，而将输入电流控制为大致正弦波状来抑制高次谐波，改善功率因数的技术（例如，参照专利文献5）。 

另外，也有通过使两个开关动作来抑制高次谐波电流的技术（例 如，参照非专利文献1）。 

专利文献1：JP特许2763479号公报； 

专利文献2：JP特许3485047号公报； 

专利文献3：JP特开2003-9535号公报； 

专利文献4：JP特许3687641号公报； 

专利文献5：JP特许2140103号公报； 

非专利文献1：星伸一、大口国臣，“单相多电平整流电路的切换模式决定法”，平成17年度电气学会产业应用部门大会，No.1-61。 

发明内容

每电源半周期使开关动作而使短路电流流动的方式是非常简单的控制，电源半周期内的开关的动作为100Hz或120Hz下的低频切换，作为产生噪声少、能够低价实现高次谐波电流的抑制的方式而被广泛地应用。 

但是，对于从电源流入的输入电流所包含的高次谐波电流规定了限度值，需要抑制到该限度值以下，但在将高次谐波电流抑制为限度值以下的情况下，存在电抗器将大型化的问题。 

因此，引用的专利文献2展示了增加开关的短路动作次数、不改变高次谐波抑制性能而使电抗器小型化的技术，但存在一旦增加了消耗电力、增加了输入电流，则即使电感值相同，电抗器也将大型化的问题。 

因此，如引用的专利文献5所示，虽然没有对于高频的PWM、特别是频率的记载，但在通常用15～20kHz以上的切换频率使开关动作的方式下，电流为大致正弦波，高次谐波电流锐减。并且，使输出的直流电压比开关断开时的直流电压高地进行升压在理论上是可能的，可以升压直到电抗器磁饱和。 

但是，在引用的专利文件5的情况下，由于是检测输入电流、使输入电流大致正弦波化的电流控制，所以需要高速的控制处理、需要高频的PWM控制。由于是高频PWM控制，所以产生噪声增多，用于 噪声对策的成本将激增。此外，存在如下问题：由于是使输入电流大致正弦波化的电流控制，所以需要高速的控制，由于用于高处理性能的微机或专用IC的模拟控制的复杂的周边电路而价格贵。 

此外，如引用的专利文献3、4所示，通过设置切换全波整流与倍电压整流的开关和进行电源短路的开关，直流电压的可变范围变宽，但由于是低频的切换，所以未能解决电抗大型化的问题。 

进而，引用的非专利文献1记载了用两个开关增加整流器的输入电压的电平、抑制输入电流的高次谐波的技术，但这种方式虽然有可以通过低频的切换使电抗器小型化的优点，但必须假定控制直流电压、消耗电力改变等动作条件改变，利用GA（遗传算法）运算开关的接通/断开定时。因此，GA如果不是在重复了复杂的运算和换代之后进行，则由于不能决定参数这一点，搭载到微机等控制CPU上会有问题，需要将预先运算的参数事先存储在存储器等中，对机种数多的产品的实用而言需要较长的开发周期，此外，存储量也大，实用上有困难。 

本发明是为了解决上述问题而作出的，它的第一个目的在于：得到一种能够通过5kHz以下的低频切换PWM，比高频PWM低价地抑制高次谐波电流、实现功率因数改善的交流直流变换装置。 

第二个目的在于：得到一种能够通过抑制由于在电源半周期内一次或数次的电源短路带来的高次谐波的方式来实现电抗小型化、实现同等级别的低成本化的交流直流变换装置。 

第三个目的在于：得到一种能够控制直流电压，从而即使是动作条件不同的多个机种也能实用化，并且采用反馈结构，从而根据消耗电力使开关的接通/断开定时可变，能够实用化的交流直流变换装置。 

本发明的交流直流变换装置具备：整流器，经由电抗器连接在交流电源上；多个电容器，在整流器的输出端子间串联连接；第1双向开关，一端连接在整流器的一个输入端子上，另一端连接在多个电容器的连接点上；第2双向开关，一端连接在整流器的另一个输入端子上，另一端连接在第1双向开关的另一端上；以及控制单元，在交流电源的半周期中使第1以及第2双向开关动作，以从输入到整流器的电压控制 为期望的输出电压值。 

根据本发明，由于在交流电源的半周期中使第1以及第2双向开关动作，以从输入到整流器的电压控制为期望的输出电压值，所以能够将流向电抗器的电流正弦波化。由此，与电源半周期一次或数次地使开关动作的以往方式相比可以使电抗器小型化。 

此外，与利用高频PWM的开关动作相比虽然不能使电抗器小型化，但是可以通过低频的1kHz～5kHz左右的PWM动作，而没有高频PWM带来的噪声对策的成本增加，能够低价地实用化。 

进而，通过对期望的输出电压值进行反馈控制，不用搜索用于得到期望的输出电压值所需要的参数，就能容易地适用于机种数和规格不同的产品群中。 

附图说明

图1是示出本发明的实施方式1的交流直流变换装置的电路框图。 

图2是用于说明实施方式1的以往的波形图。 

图3是用于说明实施方式1的理想状态下的电路结构图。 

图4是用于说明实施方式1中的原理动作的电压波形图。 

图5是对应于实施方式1的交流直流变换装置中的第1以及第2双向开关的动作而示出的电路图。 

图6是从图3中的原理电路结构导出而示出的向量图。 

图7是示出实施方式1的交流直流变换装置中的反馈控制的框图。 

图8是实施方式1的交流直流变换装置中的动作信号的调制波形图。 

图9是示出本发明的实施方式2的交流直流变换装置的电路框图。 

图10是示出实施方式2的交流直流变换装置中的第1以及第2双向开关的动作信号的分配的波形图。 

图11是实施方式2中的另一个电路框图。 

图12是示出本发明的实施方式3的交流直流变换装置的电路框图。 

图13是示出本发明的实施方式4的交流直流变换装置的电路框图。 

图14是空调机的制冷剂电路图。 

图15是示出本发明的实施方式5的交流直流变换装置中的控制电路的动作信号生成部的控制框图。 

图16是实施方式5的交流直流变换装置中的脉冲密度调制的动作波形图。 

图17是实施方式5的交流直流变换装置中的脉宽调制与脉冲宽度调制的波形图。 

图18是交流直流变换装置中所用的电抗器的结构图。 

图19是示出双向开关的另一例的电路图。 

附图标记说明 

1：交流电源；2：整流器；3：第1双向开关；4：第2双向开关；5：电抗器；5a：绕组；6：第1电容器；7：第2电容器；8：直流负载；9：虚拟交流电源；10：第1双向开关；11：第2双向开关；20：控制电路；21：电源相位检测部；22：过电流检测部；23：第1电压检测器；24：第2电压检测器；25：过电压检测部；26：转换电压运算部；27：动作信号生成部；30：压缩机；30a：电机；31：冷凝器；32：膨胀阀；33：蒸发器；40：ΔΣ变换器；41：积分器；42：量化器；43：延迟电路；51：绕组；52：中央部芯；53：上侧芯；54：树脂部件；60：第1切换元件；61：第1二极管；62：第2切换元件；63：第2二极管。 

具体实施方式

实施方式1 

图1是示出本发明的实施方式1的交流直流变换装置的电路框图。 

图1所示的交流直流变换装置具备：对交流电源1的交流电流进行整流的整流器2；一端与整流器2的一个输入端子连接的第1双向开关3；一端与整流器2的另一个输入端子连接的第2双向开关4；插入在交流电源1与整流器2的一个输入端子之间的电抗器5；串联连接在整流器2的 输出端子间的第1以及第2电容器6、7；以及在交流电源1的半周期中使第1以及第2双向开关6、7这两者动作来控制为期望的输出电压值并向直流负载8施加的控制电路20。第1双向开关例如由IGBT3a和二极管整流器3b构成，第2双向开关同样地由IGBT4a和二极管整流器4b构成。 

图1的电路结构，除了第1以及第2双向开关3、4以外，与引用的专利文献3、4相比没有任何改变，但是由于第1以及第2双向开关3、4的动作，效果有大改变，所以对于其差异进行说明。 

首先，参照图2说明例如引用的专利文献3所记载的动作。图2是用于说明实施方式1的以往的波形图。 

在以往技术中，用开关SW1在电源半周期内进行1个脉冲的短路动作，用开关SW2进行全波整流与倍电压整流的切换。如果在电源半周期内开关SW1进行1个脉冲的短路动作，则形成如图2（b）所示的输入电流波形。这是在从电源电压的零交叉点（图2（a）的黑点）经过了预先设定的Tdl的延迟时间后，以Ton的时间宽度利用1个脉冲的短路动作信号（图2（c）的信号）进行接通动作，从而电流向开关SW1流动，并且加上了尖锐电流的电流流动（参照图2（b））。 

开关SW2如前所述以切换全波整流与倍电压整流的目的而构成，所以也可以由继电器那样的机械式开关构成。通过使施加到直流负载8的直流电压的电压值具有以基于全波整流的电压为基准还是以基于倍电压整流的电压为基准这两个基准电平，能够加宽电压的控制范围。 

而在实施方式1中，第1以及第2双向开关3、4由于都反复接通/断开，所以使用机械式开关时存在接点寿命、接通/断开时的熔敷等问题，必须采用半导体开关结构。并且，在实施方式1中，第1以及第2双向开关3、4的动作目的相同，与以不同的目的进行动作的以往技术相比存在很大差异。进一步说，像作为图3所示的虚拟交流电源所表现的那样，实施方式1的交流直流变换装置通过使两个双向开关3、4两者都动作而实现。 

图3是用于说明实施方式1的理想状态下的电路结构图。另外，交流电源1以及电抗器5与图1所示的相同，将交流直流变换装置设为虚拟 交流电源9。此外，交流电源1的两端电压设为Vs、虚拟交流电源9的两端电压设为Vc、流向电抗器5的电流设为I，这一点也与图1相同。 

由交流电源1与虚拟交流电源9的差电压来决定流向电抗器5的电流I。电抗器电流I为交流量，所以，如果将电抗器5的两端电压设为jwLI，则用jwLI＝Vs－Vc表示。这里，w表示角频率，L表示电抗器5的电感，j表示虚数。 

交流电源1的电压Vs为Vs＝V1·sin(wt)，虚拟交流电源9的电压Vc为Vc＝V2·sin(wt－φ)，φ是Vs与Vc的相位差，如果假定V1＝V2，则流向电抗器5的电流I为 

I＝1/jwL·2·cos(φ/2)·cos(wt-φ/2)。 

如果Vs与Vc的相位差不变，则cos(φ/2)为常数，所以如果将常数集中设为K，则电流I为 

I＝-j·K·cos(wt-φ/2)。 

如此，如果从虚拟交流电源9输出的电压Vc输出为正弦波状，则流向电抗器5的电流I、即输入电流I为正弦波化后的电流，能够抑制高次谐波电流。此外，如果电流I与交流电源1的相位差为零，则电源功率因数变为100%，因此如果适当地控制虚拟交流电源9中的振幅V₂与交流电源1的相位差φ而输出正弦波电压，则能够抑制输入电流的高次谐波、提高功率因数。 

因此，如引用的非专利文献1所记载的那样，通过使第1以及第2双向开关3、4动作，图1所示的整流器2的输入端子间的电压Vc成为图4所示三级化的大致正弦波状的电压。图4所示的Vo为施加在直流负载8上的直流电压。另外，图4是用于说明实施方式1中的原理动作的电压波形图。 

接下来，根据图5所示的电路说明图4的电压波形。图5是对应于实施方式1的交流直流变换装置中的第1以及第2双向开关的动作而示出的电路图。 

由于第1以及第2双向开关3、4为两个开关，所以其接通和断开的组合就有4种。两个双向开关3、4同时接通时（电源短路模式），整流 器2的输入端子间短路。这时的电路动作如图5（a）所示。在第1以及第2双向开关3、4同时接通的情况下，由于如上所述的整流器2的输入端子间短路，所以电源电压Vc为Vc=0，图4所示的电压波形的区域（1）的电压作为转换电压Vc而被输出。 

第1双向开关3接通、第2双向开关4断开时（第1倍电压整流模式），如图5（b）所示，整流器2的输入端子间的电压Vc等于第2电容器7的两端电压，所以为直流电压Vo的1/2，作为转换电压Vc而被输出。这种情况下电压波形的区域为（2）。 

相反地，第1双向开关3断开、第2双向开关4接通时（第2倍电压整流模式），如图5（c）所示，整流器2的输入端子间的电压Vc等于第1电容器6的两端电压，所以与图5（b）同样为直流电压Vo的1/2。这种情况下，区域（2）的电压继续作为转换电压Vc而被输出。 

第1双向开关3断开、第2双向开关4断开的情况下（全波整流模式），如图5（d）所示，为全波整流状态，所以整流器2的输入端子间的电压Vc变为与第1以及第2电容器6、7的两端电压Vo相等，这时的电压波形的区域为（3）。 

通过适当地控制图4所示的电压波形的区域（1）～（3）产生的时间比率、产生顺序，转换电压Vc可以作为三级状的正弦波电压而输出 

图5所示的（e）～（h）也是与上述相同的动作，只有交流电源1的极性不同这点的区别。只有Vc的方向不变是因为Vc的极性、即Vs的极性为负时，表示Vc也变为负极性。从而，极性为负时的区域也能产生Vc=－Vo/2的逆极性的区域（2’）、Vc=－Vo的区域（3’）。 

这样，通过适当地组合第1以及第2双向开关3、4的接通/断开动作，而输出与整流器2的输入端子间电压Vc在电源半周期内1次或2次的短路动作切换相比多级化即0、Vo/2、Vo这三级化的电压，从而可以在保持低频的切换的情况下实现电抗器5的小型化。 

进而，图5（b）、（c）、（f）、（g）的状态是第1以及第2电容器6、7的连接点与交流电源1的一端连接，所以成为与所谓的倍电压整 流相同结构的电路。意味着：通过适当地控制这样的两个双向开关3、4中仅单侧接通的状态的出现率、即Vo/2作为转换电压Vc被输出的比例，能够将直流电压Vo的值控制为通过全波整流得到的直流电压以上的值。 

非专利文献1中记载了用个人电脑等解析手段等预先决定两个双向开关3、4的动作来进行控制的技术。但是，接通/断开的定时可以根据相位角度无限制地设定，进而，搜索使直流电压Vo变为期望的电压值的接通/断开定时在事实上是近于不可能的。 

因此，虽然在非专利文献1中提出了用GA进行搜索的方法，但情况是：在抑制高次谐波电流以外，并没有找出搜索直流电压Vo直到其成为期望的值的方法。进而，在动作的负载条件变化的产品或机种数多的产品中，这样地从无限的参数中抽出所需要的参数的方式是难以实用化的。 

在本实施方式1中，不是预先通过运算来搜索接通/断开定时，而是通过反馈控制来决定两个双向开关3、4的接通/断开定时。 

这里，用图6说明本实施方式1中的反馈控制。图6是从图3中的原理电路结构导出而示出的向量图，是在教科书中也有记载的一般的向量图。图6（a）是在电抗器5中电流I相对于交流电源1的电压Vs示出延迟相位的向量图。以正交于该电流I的方式产生电抗器5中的电压降jwLI，通过与作为整流器2的输入端子间的转换电压的Vc的向量相加而与交流电源1的电压Vs一致。 

这里，为了输出功率因数为1的转换电压Vc，图6（a）的三角形如图6（b）所示，形成jwLI与Vs正交的直角三角形即可。因此，转换电压Vc控制相位角以相对于交流电源1使延迟相位φ为 

φ＝tan^-1(wL1/Vs) 

即可。此外，转换电压Vc的振幅V₂作为V₂=V₁/cos(φ)输出即可。或者，利用图6（b）的直角三角形的毕达哥拉斯定理，可以输出为 $\sqrt{({\mathrm{Vs}}^2+{\left(\mathrm{wLI}\right)}^2)}.$

如果构筑控制系统使其唯一地决定输出的电压的相位角和振幅， 则能够通过应用公知的锯齿波调制、三角波调制、空间向量调制、双极调制等调制方式来生成使两个双向开关3、4动作的动作信号。 

由于转换电压Vc的振幅V₂是相位角φ的函数，所以首先，通过反馈导出交流电源1的电压Vs与转换电压Vc的相位差φ即可。本次，为了控制交流直流变换装置的输出的直流电压Vo，通过直流电压控制求相位角φ。 

图7中示出用于相位角φ控制的控制框图的一例。比较直流电压指令值与直流电压检测值（Vo），向PI控制器输入其差分。根据引用的专利文献5可知PI控制器中的输出一般为电流指令。因此，如果能使成为来自PI控制器的输出值的电流流动，则可以进行相位角φ的控制。 

相位角φ是交流电源1的电压Vs与输入电流I的函数，由于交流电源1的电压Vs是已知的，所以通过将PI控制器的输出代入上述的相位角φ的公式的电流I，则能导出相位角φ。如果能导出相位角φ，则也能简单地算出振幅V₂。进而由于使相位角φ与交流电源1的相位同步，所以具有的效果是，PLL动作没有问题，相位角φ的精度得到提高，并进一步减少高次谐波电流。此外，毋庸多言，如图7（b）所示，不是根据相位角φ来生成振幅V₂，而是根据图6（b）所示的直角三角形的关系，如图7（b）所示根据作为PI控制器的输出的电流指令导出振幅V₂也没有任何问题，具有同等的效果。 

由此能够生成转换电压Vc。从该电压Vc向第1以及第2双向开关3、4的分配能够通过一般的单极调制来实现。该单极调制的波形图如图8所示。图8（a）、（b）所示的正弦波波形为输出电压Vc。图8（a）为用于第1双向开关3的调制信号，图8（b）为用于第2双向开关4的调制信号。 

首先，说明图8（a）的波形。利用在正极性和负极性下反转的三角波进行比较。负极侧的绝对值与正极侧一致，所以为单极调制。通过在转换电压Vc比作为载波的三角波大的情况下断开，得到第1双向开关3的动作信号（参照图8（c）的波形（Hi（高）侧接通））。 

接下来，虽然为图8（b）的波形，但第2双向开关4相对于转换电 压Vc变为负极侧，所以调制波形成为相对于图8（a）反转了180度相位的正弦波－Vc。进而，作为载波的三角波也相对于图8（a）反转了180度相位。将该调制波和载波与上述相同地进行比较，得到第2双向开关4的动作信号（参照图8（d）的波形）。 

在图8的（c）和（d）的波形中，通过使第1双向开关3和第2双向开关4动作而产生的转换电压Vc，通过将图8（c）和（d）的波形相加也能得到。但是在图8（c）和（d）中，Hi为开关的接通，所以，如果设Hi为0、Lo为1并进行相加，则能得到图8（e）的被斩波的转换电压Vc。由此，通过应用单极调制能够将转换电压Vc向第1以及第2双向开关3、4分配。 

这里，图5中的（c）、（d）的交流电源1为同一极性，为输出Vo/2的同一电路形态、所谓的倍电压整流的结构，但需要设置在同一极性中输出不同的Vo/2的电路结构。虽然串联设置了两个电容器6、7并输出直流电压Vo的1/2，但是由于输出Vo/2时为倍电压整流，所以要向第1电容器6或第2电容器7中的某一个充电。如果只充电单侧的电容器，则不会成为电容器两端间的输出电压的1/2，转换电压Vc发生变形，输入电流也会变形，不能抑制高次谐波电流。 

因此，需要在交流电源1的同一极性中对第1电容器6以及第2电容器7充电，平衡良好地使第1双向开关3和第2双向开关4动作以保持直流电压Vo的1/2的平衡。 

这里，单极调制在交替地产生只有第1双向开关3接通的状态和只有第2双向开关4接通的状态这两个Vc=Vo/2的动作模式这一点上，是非常适合本电路的结构的调制方式。 

另外，在本实施方式1中说明了单极调制，但即使不是单极调制，如果能平衡良好地进行分配以使用两个双向开关3、4输出转换电压Vc，则毋庸多言，例如双极调制或偶极调制、锯齿波调制或空间向量调制等无论是哪种调制方法都具有同样的效果。 

根据上述的实施方式1，通过平衡良好地使第1双向开关3和第2双向开关4动作，使整流器2的输入端子间的转换电压Vc形成三级状的正 弦波电压，从而能够使流向电抗器5的电流I正弦波化。由此与以往的在电源半周期中1次或数次地使开关动作的方式相比，能够使电抗器5小型化。 

此外，虽然与基于高频PWM的开关动作相比不能使电抗器5更为小型化，但是可以利用低频例如1kHz～5kHz左右的PWM使其动作，不存在高频PWM的噪声对策中的成本提高，能够低价地实用化。这是由于仅通过使转换电压Vc正弦波化并输出，即可不进行电流控制而使输入电流实现为大致正弦波，由此可以通过低频的PWM动作。 

进而，对于转换电压Vc使用例如单极调制等调制方式，通过对直流电压Vo进行反馈控制，从而无需搜索为了得到期望的输出电压所需要的参数，就能容易地应用于机种数、规格不同的产品群。 

实施方式2 

图9是示出本发明的实施方式2的交流直流变换装置的电路框图。另外，对于与在图1中说明过的实施方式1相同或相当的部分附以相同附图标记并省略说明。 

在图9中，在第1双向开关10中设置检测流向IGBT3a的电流的电流检测器3c，同样，在第2双向开关11中设置检测流向IGBT4a的电流的电流检测器4c。 

控制电路20具备：电源相位检测部21，检测交流电源1的相位；过电流电测部22，根据来自第1双向开关10和第2双向开关11的检测电流来检测过电流；第1电压检测器23，检测第1电容器6的两端电压；第2电压检测器24，检测第2电容器7的两端电压；过电压检测部25，根据来自第1电压检测器23和第2电压检测器24的电压来检测过电压；转换电压运算部26，分别计算根据由第1以及第2电压检测器23、24检测的电压和电源相位检测部21的电源相位对直流电压指令值进行反馈控制的第1以及第2双向开关10、11的动作所产生的转换电压Vc；动作信号生成部27，根据来自过电流检测部22以及过电压检测部25的信号和由转换电压运算部26计算的转换电压Vc，生成两个双向开关10、11的动作信号。 

第1电容器6与第2电容器7需要平衡电容器两端间的电压。这是因为转换电压Vc交替地输出一个电容器的两端电压，在该电压电平不是Vo/2的情况下，转换电压Vc成为具有非对称的高次谐波失真的电压源，所以在流向电抗器5的电流I中产生高次谐波电流。此外，不只是高次谐波电流增加，直流偏差分量也重叠在输入电流上，所以可能对连接在交流电源1上的其它机器产生坏影响。进而，也有可能施加到电容器两端的电压仅超过一个电容的耐压，从而可能仅有一个电容器发生劣化。 

因此，利用检测第1电容器6两端电压的第1电压检测器23、检测第2电容器7两端电压的第2电压检测器24，检测相互的电容器两端电压。例如，在图5（b）中，如果接通第1双向开关3，则第2电容器7充电，在图5（c）中，如果接通第2双向开关4，则第1电容器6充电。相反地，如果交流电源1的极性反转，则如图5（f）所示，如果接通第1双向开关3，则第1电容器6充电，在图5（g）中，如果接通第2双向开关4，则第2电容器7充电。 

这样，根据交流电源1的极性轮换开关和充电的电容器。上述轮换产生电容器间的电压不平衡。以下就此进行说明。 

第1双向开关10和第2双向开关11都接通时，如上所述转换电压Vc变为0。但是，两个双向开关10、11在图1或图9中由IGBT和二极管整流器构成，这些半导体即使在接通状态下也会产生微小的饱和电压，而不是电压＝0。因此，交流电源1为正极性时，转换电压Vc为Vc>0，负极性时，转换电压Vc为Vc<0。 

转换电压Vc与交流电源1的电压Vs相比相位有延迟。因此，Vs与Vc的极性呈相反极性的状态发生在交流电源1的零交叉之后。在该零交叉之后的极性不同的状态下，通过切换而充电的电容器与饱和电压的关系反转。因此，如果充电的电容器根据交流电源1的极性而轮换，则只有该微小的极性不同的区间中的微小的饱和电压成为误差电压，没有抵消而仅向一个电容器充电。 

这意味着，例如负极的饱和电压向第1电容器6充电，正极的饱和 电压向第2电容器7充电。另外，预先消除了相反极性的饱和电压也可以向各个电容器6、7充电的可能。 

因此，在本实施方式2中，使第1以及第2双向开关10、11动作以使得作为零交叉附近的不平衡产生原因的该误差电压必定向一个电容器充电。使用图10进行说明。图10是示出实施方式2的交流直流变换装置中的第1以及第2双向开关的动作信号的分配的波形图。另外，为了与图8的调制信号对应地描述，图10中对应于作为图8（a）的调制信号的正弦波的是图10（a’）的实线正弦波。图10（a’）的点划线正弦波表示交流电源1的电压Vs。将交流电源1的电压Vs分为每隔1/4周期的区间，作为1～4示出在图10中。设从交流电源1的上升零交叉点到正极性的峰值点为区间1，设从正极性的峰值点到下降零交叉点为区间2。 

在图8中，使两个双向开关10、11动作的动作信号（c）、（d）的占空比（duty）宽度不同，按（c）动作的情况和按（d）动作的情况下，对电容器的充电量不同。如果设图8（c）的信号为作为第1双向开关10的Sa的动作信号、（d）的信号为作为第2双向开关11的Sb的动作信号，则在图10所示的区间1中，基于图8（c）的信号的充电对第2电容器7进行，在区间3中对第1电容器6进行。如果没有上述的延迟相位引起的饱和电压的误差，若将图8（c）的动作信号分配给Sa，则由于交流电源1的极性反转，充电电容器轮换，所以充电量抵消，不会发生不平衡。 

但是，由于饱和电压的误差，图8（c）的信号均等地分配给作为第1双向开关10的Sa和作为第2双向开关11的Sb。为了使区间1和区间3的倍电压整流中的充电电容器一致，在区间1与区间3、区间2与区间4中，改变图8（c）、（d）的动作信号的分配。 

图10中的（f）的信号为表示图8（c）的动作信号的分配的信号。图8（c）的信号在区间1和4分配给作为第1双向开关10的Sa，在区间2和3分配给作为第2双向开关11的Sb。同样地，图10（g）的信号为表示图8（d）的动作信号的分配的信号。如图10（f）和（g）所示，每隔交流电源1的1/4周期改变动作信号的分配，分配动作信号使电源半 波处的相位角与充电电容器的分配一致。 

通过考虑要充电的电容器而这样对通过单极调制得到的动作信号进行再分配，能够抑制电压的不平衡。此外，在上述说明中，使用区间1和4、区间2和3的组合来生成再分配的信号，但是考虑要充电的电容器而进行再分配即可，例如，根据交流电源1的极性来轮换要充电的电容器，所以即使按照交流电源1的极性进行再分配也能得到同等的效果。按照交流电源1的极性即组合区间1和2、区间3和4。 

进而，第1电压检测器23用于算出对第1电容器23充电的开关的调制率，第2电压检测器24用于算出对第2电容器充电的开关的调制率。 

根据如上的实施方式2，改变两个双向开关10、11的动作信号的分配以使充电模式在电源的相位角上始终一致，进而通过根据各自检测的电压来实施接通/断开两个双向开关10、11的动作信号的调制率计算，从而可以极力抑制第1电容器6与第2电容器7之间的电容器电压的不平衡。 

此外，毋庸多言，计算由第1以及第2电压检测器23、24检测的电压之间的差电压，操作调制率以按差电压的大小调整双方的电容器充电量，也具有与上述同等的效果。进而，毋庸多言，在1个载波中将第1以及第2电压检测器23、24的差电压修正为PWM的占空比，以通过操作电容器的充电量来抑制不平衡的方式来进行控制，也具有与上述同等的效果。 

另外，在本实施方式2中，构成为了用第1电压检测器23检测第1电容器6的电压，用第2电压检测器24检测第2电容器7的电压，但是并不限定于此，例如，也可以检测施加在直流负载8上的直流电压Vo和由第2电压检测器24检测的第2电容器7的电压，不检测而是通过计算来求出第1电容器6的电压。 

进而，在本实施方式2中，使用单极调制进行了说明，所以在交流电源1的同一极性中作为倍电压整流的开关的接通动作模式为两种，图5的（c）和（d）、（f）和（g）必然发生，但是在不采用单极调制的结构的情况下，必然需要倍电压整流的不同动作模式，换言之，串 联连接的两个电容器6、7这两者都必须连接到整流器2的输入端子，由此可以抑制电容器电压的不平衡。进而，重要的是，在交流电源1的不同极性中控制两个双向开关10、11的动作，使各个电容6、7的充电量平衡。 

此外，如图11所示，通过由与第1以及第2电容器6、7并联地连接的电阻12、13构成的分压电路，直流电压Vo的分压电压变为第1电容器6和第2电容器7的连接点的中间电压，所以电容器间的电压差由于电阻分压而能够得到抑制。进而，如图1和图9所示，即使不是将电抗器5仅插入交流电源1的单侧，而是如图11所示在两侧插入电抗器5a、5b，也能降低不平衡。通过这样的电路元素的追加也能抑制电压的不平衡。 

此外，在本实施方式2中虽然采用以使电容器电压平衡的方式动作来实现高次谐波电流的抑制和直流偏差分量的抑制的结构，但是并不限定于此，例如，毋庸多言，即使是为了检测输入电流的高次谐波电流，设置输入电流检测器，修正调制率或振幅以减少高次谐波电流的结构也没有任何问题，具有同等的效果。 

进而言之，毋庸多言，即使是构成为不是检测输入电流，而是检测在第1以及第2双向开关10、11的连接点和第1电容器6与第2电容器7的连接点之间流动的中性点电流，抑制该偏差分量，也具有同等的效果。 

根据如上的结构，能够抑制电容器间的不平衡，并抑制由于不平衡抑制而产生的高次谐波电流、特别是偶次谐波。进而，也能够抑制直流补偿分量，能够抑制对连接到交流电源系统上的其它机器的影响，能够得到高可靠性的交流直流变换装置。进而，不用将电容器的耐压提高到必要以上就能够使用具有恰当的值的电容器，也能抑制仅一个电容器的劣化。 

实施方式3 

图12是示出本发明的实施方式3的交流直流变换装置的电路框图。对于与在图1、图9中说明的实施方式1、2相同或相当的部分附以相同的附图标记并省略说明。 

图12所示的交流直流变换装置在第1以及第2双向开关10、11的连接点与第1以及第2电容器6、7的连接点之间，设置用于在两个双向开关10、11的短路损坏时保护电路的继电器14（第3双向开关），具有与串联连接的电阻12、13并联连接的平滑电容器16。该平滑电容器16用于使第1电容器6与第2电容器7串联连接后的两端电压稳定化。此外，具备插入到与交流电源1的连接线中的熔丝15。 

前述的平滑电容器16将作为上述的串联连接的第1电容器6以及第2电容器7的连接点的中性点电压用作转换电压Vc来控制转换电压Vc。但是，如果串联连接电容器，则合成电容器电容相对于单个的电容器电容而言下降。例如，在第1电容器6与第2电容器7的电容都是1000μF的情况下，合成电容器电容变为其一半的500μF。因此，利用平滑电容器16，补充下降的电容器电容。换言之，如果假定对于直流负载8需要1000μF作为电容器电容，则第1电容器6和第2电容器7的电容都是1000μF，如果设平滑电容器16的电容为500μF，则合成电容器电容变为1000μF。 

这样，通过对于直流负载8由平滑电容器16补充必要的电容器电容，能够减少部件数量，确保必要的电容。 

另外，电容器的电容和耐压决定了价格，平滑电容器16相对于第1电容器6与第2电容器7能够以小的电容对直流负载8确保大的电容，但需要两倍的耐压。当然，如果与提高电容相比提高耐压的成本更高，则可以不连接平滑电容器16，而是提高第1电容器6和第2电容器7的电容来实现，也能以最少的成本提高来实现。 

接下来说明继电器14。第1以及第2双向开关10、11分别具备用于使IGBT3a、4a等切换元件不引起短路故障的电流检测部3c、4c，利用过电流检测部22保护避免短路故障。但是，为了进一步确保产品的安全性，在不进行过电流保护的很少情况下设置继电器14。该继电器14通常接通，断开的情况仅是很少的保护动作。 

在引用的专利文献1、2中，如果切换元件发生短路故障，则交流电源通常短路，所以设置在从交流电源的输入侧的熔丝必然熔断，产 品的损坏不会继续进行。此外，在引用的专利文献3、4中，切换元件发生短路故障的情况下，作为另一个继电器的开关在接通时熔丝熔断，在作为继电器的开关断开的情况下，变为倍电压整流状态，可以没有问题地动作。 

在本实施方式3中，采用两个切换元件（IGBT3a、4a），在假如一个发生短路故障时另一个接通的条件下，与上述的专利文献3、4相同地流过短路电流。但是，由于具有用于不使短路故障发生的电流检测部3c、4c，因此在熔丝15熔断之前通过过电流保护来进行动作保护。 

在如上所述的以往技术中，如果短路故障则熔丝必然熔断，由此产品不会动作，用户能够认识到故障，但是在本实施方式3中，即使一个切换元件发生短路故障，如果另一个切换元件正常动作，则熔丝15不熔断，作为交流直流变换装置继续动作。如果在这样的状况下继续动作，则高次谐波电流较多地向交流电源系统流出，重叠了直流补偿的电流流动，例如，能够预见到对一般家庭所使用的电器产品带来坏影响。 

因此，在本实施方式3中，如前所述，在第1以及第2双向开关10、11的连接点与第1以及第2电容器6、7的连接点之间插入继电器14，进而在来自过电流检测部22的异常信号多发的情况下，判断为切换元件的短路故障，使第1以及第2双向开关10、11的动作停止，输出使继电器14断开的信号。 

如果一个切换元件发生短路故障，则倍电压整流变为相同动作模式，所以向直流负载8一侧输出以全波整流为基准时的两倍的电压。在直流负载8侧保证它的耐压即可，例如，以国内的200V作为电源的情况下，在倍电压时输出565V左右，交流电源系统的电压变动在+10%时上升到622V。通常的半导体的耐压一般为600V，这以上的耐压是成本上升的主要原因，所以可以预测负载侧大多不能容忍600V以上的施加电压。因此，由于继电器14的开动作，必然抑制为全波整流产生的整流电压程度的输出，从而能够抑制要连接的直流负载8的耐压破坏。 

接下来说明过电压保护。如果是正常状态，则第1以及第2双向开 关10、11都断开。这时，如果将过电压保护电平设为比全波整流基准的电压更高的第1过电压电平，则在即使两个双向开关10、11都断开，该第1过电压电平也不下降的情况下，例如超过设定得比第1过电压电平高、比倍电压整流基准低的第2过电压电平的情况下，使上述的继电器14断开。 

由此，对于噪声等引起的误动作或直流负载8的突然停止等引起的直流电压Vo的上升，通过过电压保护使两个双向开关10、11的动作停止，在即使这样电压也不下降的情况下，任何一个开关都有损坏的危险，所以断开继电器14，强制性地变为全波整流模式。 

此外，预先设定比第2过电压电平高的第3过电压电平，如果用于第1以及第2双向开关10、11中的短路损坏的保护的继电器14熔敷，超过第3过电压电平，则两个双向开关10、11这两者都接通，强制性地发生电源短路，使其动作以使熔丝15熔断。 

另外，基于第3过电压保护电平的动作，可以通过电路的硬件实施，也可以通过控制微机等的软件实施。由此，也能够实现用于保护的部件的保护，由于是有意为之的保护，所以采用本实施方式3的交流直流变换装置的产品的可靠性得到提高。 

实施方式4 

图13是示出本发明的实施方式4的交流直流变换装置的电路框图，图14是空调机的制冷剂电路图。另外，对于与到此为止所叙述的实施方式相同或相当的部分附以相同的附图标记并省略说明。 

本实施方式4的压缩机驱动装置如图13所示，由交流直流变换装置、连接在该交流直流变换装置的输出端上的变换器18和连接在变换器18的输出端上的电机30a（永久磁铁电机）构成。电机30a如图14所示是在空调机的制冷剂电路上设置的压缩机30的电机。由于上述的交流直流变换装置，从全波整流前后到倍电压整流前后，输出的直流电压Vo任意可变。由此，压缩机30的电机设计的自由度增加。 

例如，如果像空调机那样，以在运转时间长的低速旋转中高效的方式设计电机30a，则电机30a的电动势常数上升，急速制冷、急速制 暖时的电机最高转速所需的电机施加电压将上升，所以必须进行达到升压界限的电机设计。 

因此，在将本实施方式4的压缩机驱动装置应用于空调机的情况下，作为急速制冷、急速制暖时的输出的直流电压Vo升压，能够使电机最高转速所必要的直流电压Vo任意可变。由此，以低速运转时高效的方式设计电机30a，在最高旋转时，通过用交流直流变换装置使直流电压Vo升压，能够确保最高转速。 

由此，不使急速制冷、急速制暖、过负载运转时的空调机的性能下降，能够提高低速运转时、即用户通常使用时的效率。 

此外，通过根据电机30a的转速或负载向量、轴输出或变换器输出来控制输出的直流电压Vo，成为对于电机30a最适合的直流电压Vo，抑制由于变换器18的动作而发生的电机30a的铁损，所以能够提高电机30a以及变换器18的效率。 

另外，在驱动电机30a的情况下，高速旋转时需要高的直流电压Vo，但是在低速时即使直流电压Vo低也能驱动电机30a，所以与通过图4所示的切换而使第1以及第2双向开关10、11动作相比，可以通过如以往技术所示的图2那样的切换而使其动作，确保直流电压Vo。 

此外，在驱动电机30a的情况下，也可以与电机30a的转速对应地，以图2或图4的某个方式切换第1以及第2双向开关10、11的动作，毋庸多言，即使构成为包含电机30a以及变换器18、交流直流变换装置的全部的整体的效率提高，也具有与上述同等的效果或其以上的效果。进而，虽然在图2中在电源半周期中仅为1个脉冲的动作，但是如果是几次程度的动作也没有任何问题，优选噪声发生量不增加的电平以下的脉冲数量。 

实施方式5 

图15是示出本发明的实施方式5的交流直流变换装置中的控制电路的动作信号生成部的控制框图，图16是实施方式5的交流直流变换装置中的脉冲密度调制的动作波形图，图17是示出实施方式5的交流直流变换装置中的脉宽调制与脉冲密度调制的波形图。 

在本实施方式5中，对于将驱动电机30a的变换器18作为负载的交流直流变换装置的控制电路20的动作信号生成部27，应用在一般的模拟数字变换等中使用的ΔΣ变换器40。该ΔΣ变换器40具有积分器41、量化器42、延迟电路43，对输入信号进行脉冲密度调制（PDM）。到上述的实施方式为止以单极调制进行了说明，但单极调制也以三角波为载波，与调制信号、在这里与转换电压Vc进行比较，生成第1以及第2双向开关10、11的动作信号。因此，可以说单极调制也通过脉宽调制（PWM）生成动作波形。 

为了对第1双向开关10和第2双向开关11分配动作信号，虽然如上所述使用单极调制进行了说明，但是下面对脉冲密度调制进行说明。 

PDM是以脉冲间的密度施加调制的方式，如果对图16（a）所示的正弦波进行脉冲密度调制，则得到图16（b）所示的信号。本实施方式5的交流直流变换装置的目的在于，尽可能地进行低频切换，在引用的专利文献1或2中的应对噪声的部件级别上降低成本。 

因此，如果对单极调制波的转换电压Vc进行脉冲密度调制，则相对于基于PWM的波形，能够进一步得到切换少、噪声发生少的动作信号。由此，能将1～5kHz这样的低频切换变为更低频率的切换，能够降低噪声对策的费用，抑制成本升高。 

此外，脉冲密度调制也可以作为DA变换利用，所以与上述不同，通过对转换电压Vc首先通过PWM生成动作信号、再对该PWM信号进行脉冲密度调制（PDM），也能应用。如果是这样地构成，则如图17所示，由于PWM信号能够降低脉冲数，特别是能够抑制峰值附近的切换。由此，通过PWM控制降低自己发生的噪声，能够以低价的噪声对策实用化。 

另外，在本实施方式5中，以脉冲密度调制进行了说明，但是也可以不是脉冲密度调制（PDM），例如，可以将相位角分割为预定区间，在其中分配时间比率。进而，负载量一定并且这时电机30a的输出一定时，根据相位角唯一地设定PWM信号的占空比，所以可以利用重复控制等，使脉冲数减少。由此，与PDM同样地减少切换，能够抑制 发生噪声，所以能以低价的噪声对策实用化。 

此外，在各实施方式中，以低频率进行切换，不管是1～5kHz的低载波频率的PWM，还是PDM，都为低频率切换，所以从电抗器5能听到喧闹声低的电磁噪声。例如，如图18所示，在中央部施加了绕组51的形状的电抗器5的情况下，中央的芯52为电磁铁，吸引上面横向的芯53，这里会振动所以成为电磁噪声的原因。在中央部的芯52和上侧的芯53中有空隙、即所谓的缝隙。因此，如图18所示，通过在该缝隙中插入例如非磁性材料的树脂部件54，能够抑制上侧的芯53的弯曲振动，抑制来自电抗器5的电磁噪声。由于是从芯52、53处发生的电磁噪声，所以即使绕组51是铝线、铜线、其它材料，当然也有同等的效果。 

另外，虽然描述了在缝隙中插入非磁性材料的树脂部件54，但是并不限定于此，也可以是任何可以抑制来自电抗器5的电磁噪声的构造。进而，在PWM控制的情况下，产生以载波频率分量为主分量的峰值音，但是在变为PDM的情况下，能够分散载波频率带来的特定频率的峰值，抑制刺耳的峰值音。进而，也可以在PWM控制中使用空间向量控制等使向量随机分散，从而使载波频率分量分散。 

进而，虽然描述了第1以及第2双向开关由IGBT3a、4a和二极管整流器3b、4b构成，但如图19所示，也可以是由电流单方向流动的串联连接的第1切换元件60以及第1二极管61、和与上述第1切换元件60以及第1二极管61并联连接且上述电流反方向流动的串联连接的第2切换元件62以及第2二极管63构成的双向开关。另外，在图19中，第1切换元件60与第1二极管61的连接点和第2切换元件62与第2二极管63的连接点不连接，但也可以是连接了上述连接点的双向开关。 

产业上的可利用性 

作为本发明的交流直流变换装置的活用例子，可以用于面向以直流进行电力消耗的负载的电源装置。特别是，能够作为变换器的电源装置而利用，可以将通过应用于驱动电机30a的变换器18而实现节能的低价、噪声少的交流直流变换装置应用在空调机、冷冻机、洗涤干燥机以及冰箱、除湿器、热泵式供水机、展示柜、扫除机等所有的家电 产品中，也可以应用在风扇电机、换气扇、干手机等中。进而，也可以不是电机30a，而是应用于静止物、例如电磁感应加热调理器等利用电磁感应的产品中。