一种拓宽Doherty功率放大器带宽的方法及用该方法改进的Doherty功率放大器

摘要

本发明提供一种拓宽Doherty功率放大器带宽的方法及用该方法改进的Doherty功率放大器，包括：宽带功率分配器模块、宽带输入匹配网络模块、主功放和峰值功放、宽带输出匹配网络模块、补偿线模块、阻抗变换器模块，补偿线模块包括主功放支路的补偿线和峰值功放的补偿线，主功放支路的补偿线在低功率状态下将负载阻抗变换到最优负载阻抗点，峰值功放支路的补偿线在低功率状态下，使峰值功放的输出阻抗呈现无穷大，防止主功放的功率泄漏到峰值功放支路。本发明可以扩展Doherty功率放大器的带宽以及回退效率，能够更好的实现负载调制，可应用于多模基站和软件无线电，有利于节约能源和削减成本。

说明书

技术领域

本发明属于无线通信技术领域，具体涉及一种应用于未来无线通信系统中的Doherty功率放大器。

背景技术

在无线通信系统中，发射机中功率放大器的作用越来越重要，而带宽和效率始终是功率放大器的两个关键因素。未来无线通信系统的容量不断扩大，为了保证所携带信息量足够大以及一定的抗噪能力，需要对信号做高阶复杂调制，这样就造成了信号的峰均比非常高。对于高峰均比的信号而言，功放的饱和工作点的效率高低对现实意义并不是很大，只有提高一定功率回退区内的整体效率，才能真正提高整个系统的效率指标。

    Doherty技术是目前提高射频功率放大器效率的主要技术之一，特别是针对未来无线通信信号，由于其具有一定的功率峰均比，Doherty功率放大器在整个回退区内能够实现较高的效率，因此适合作为基站中的末级功率放大器，来提高功放的平均效率。传统Doherty功率放大器由于阻抗转换比较大，对带宽的实现有很大限制。传统Doherty功率放大器的结构框图如图1所示，在低功率状态下，峰值功放32处于关闭状态，信号通过功分器10经由输入匹配网络21到主功放31，再通过输出匹配网络41，此时，由于峰值功放32不导通，负载通过阻抗变换器60和阻抗变换器50在输出端口的阻抗为100。在高功率状态下，主功放31和峰值功放32都导通，信号通过功分器10平均分配到输入匹配网络21和22，进入主功放31和峰值功放32，再通过输出匹配网络41和42把信号提供给最优负载50。Doherty功率放大器通过负载调制实现回退区的高效率。在现代无线通信系统中，传统Doherty功率放大器结构及其原理是公知的，在此不再详细描述。

    由于Doherty功率放大器使用两节阻抗变换器实现负载调制，而这两节阻抗变换器全部由四分之波长的微带线组成，这样就限制了Doherty功率放大器的宽带特性。

随着无线通信技术的发展，信号带宽也在不断增大，甚至会达到100M。如何拓宽Doherty功率放大器的带宽，成为亟待解决的问题。

发明内容

针对上述为问题，发明人进行了深入研究，认识到要扩展功率放大器的带宽，需要改变传统Doherty结构，使其阻抗变换比变小，而平行式Doherty结构能够减少阻抗变换比，从而使功率放大器具备良好的宽带特性。提供一种拓宽Doherty功率放大器带宽的方法及用该方法改进的Doherty功率放大器，技术方案是：

一种拓宽Doherty功率放大器带宽的方法，包括步骤：

1）用宽带功率分配器，在较宽频带内对信号进行等功率分配；

2）用宽带输入匹配网络，对两路功率放大器进行最优的宽带匹配，得到合适的电压驻波比；

3）采用平行式Doherty功率放大器结构，其具有至少一个主功放和一个峰值功放，通过控制峰值功放在不同功率下的导通状态，来对主功放进行负载调制，以此提高回退区效率；

4）用宽带输出匹配网络对两路功放进行功率匹配，以得到最大输出功率；

5）用补偿线补偿，该补偿线至少包括主功放支路的补偿线和峰值功放支路的补偿线，主功放支路的补偿线在低功率状态下将负载阻抗变换到最优负载阻抗点，峰值功放支路的补偿线在低功率状态下，使峰值功放的输出阻抗呈无穷大，防止主功放的功率泄漏到峰值功放支路；

6）用阻抗变换器变换负载阻抗，使系统阻抗处于最优状态。

 

所述阻抗变换器至少包括主功放支路的阻抗变换器和峰值功放支路的阻抗变换器，主功放支路的阻抗变换器在低功率状态下将负载阻抗由100Ω转换到50Ω，在高功率状态下将负载阻抗由50Ω转换到100Ω，峰值功放支路的阻抗变换器在高功率状态下将负载阻抗由50Ω转换到100Ω，使系统阻抗处于最优状态。

 

一种Doherty功率放大器，包括：

-宽带功率分配器100，在较宽频带内对信号进行等功率分配；

    -宽带输入匹配网络200，对两路功率放大器进行最优的宽带匹配，得到合适的电压驻波比；

    -核心放大模块300，采用Doherty功率放大器结构，至少包括主功放301和峰值功放302。在不同输入功率状态下，控制峰值功放302的导通或者关闭，用以实现主功放301的负载调制，达到提高回退效率的目的；

    -宽带输出匹配网络400，对两路功率放大器采用最优的功率匹配，得到最大的输出功率；

    -补偿线500，至少包括主功放的补偿线501和峰值功放的补偿线502，主功放的补偿线501能够使主功放301在功率回退点的负载阻抗变换到最优阻抗的2倍，而峰值功放的补偿线502能够在小功率状态下，使峰值功放302的输出阻抗呈现无穷大，防止在低功率状态下主功放的功率泄漏到峰值功放支路；

    -阻抗变换器600，把负载阻抗由50Ω变换到100Ω，实现负载阻抗的调制。

 

所述阻抗变换器600至少包括主功放的阻抗变换器601和峰值功放的阻抗变换器602，阻抗变换器600等效为四分之波长线，其特征阻抗为70.7Ω，主功放支路的阻抗变换器601在低功率状态下将负载阻抗由100Ω转换到50Ω，在高功率状态下将负载阻抗由50Ω转换到100Ω，峰值功放支路的阻抗变换器602在高功率状态下将负载阻抗由50Ω转换到100Ω，使系统阻抗处于最优状态。

   

    本发明的有益效果是：

    本发明通过传统Doherty的负载调制原理，利用平行式的结构，设计出具有宽带高效率的Doherty功率放大器。尤其是采用阻抗变换比较小的网络代替四分之波长阻抗变换线，解决了传统Doherty功率放大器不能实现宽带的问题，提高了Doherty的整体性能，可应用于多模基站和未来无线通信系统，有利于削减成本和节约能源。

附图说明

  为了更清楚的说明本发明的实施例或现有技术中的方案，下面将通过参照附图对实施例进行简单性地描述。其中：

   图1是传统Doherty功率放大器的拓扑结构图；

   图2是本发明实施例提供的基于实频技术的平行式宽带Doherty功率放大器的拓扑结构图；

   图3是本发明实施例提供的四分之波长线的频率响应图；

   图4是本发明实施例提供的实频技术的原理图。

具体实施方式

  为了使本发明实施例的目的、技术方案更加清楚明白，在下文中，将参照本发明实施例的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述。显然，本文所描述的实施例是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域的技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

    如图2所示的平行式宽带高效率Doherty功率放大器的结构示意图。它包括：

    -宽带功率分配器100，对输入的宽带信号进行功率分配。宽带功率分配器100至少包括一个宽带等功率分配器或者一个宽带非等功率分配器，等功率分配器对功率进行等量分配，非等功率分配器对功率进行非等量分配。

    -宽带输入匹配200，对两路功放进行合理的增益匹配，得到适当的电压驻波比。宽带输入匹配200至少包括一个主功放输入匹配201和一个峰值功放输入匹配202，对有源器件进行增益匹配。

    -核心放大单元300，采用Doherty功率放大器，其具有至少一个主功放301和至少一个峰值功放302，通过控制峰值功放302在不同功率下的导通状态，来对主功放301进行负载调制，以提高平均效率。

    -宽带输出匹配网络400，对两路功放进行功率匹配，以得到最大输出功率。宽带输出匹配网络400至少包括一个主功放输出匹配401和一个峰值功放输出匹配402，对有源器件的复数源阻抗和复数负载阻抗进行匹配。

    -相位补偿线500，包括主功放支路相位补偿线501和峰值功放相位补偿线502，主功放支路相位补偿线501在功率回退点将主功放301的负载阻抗变换到一个最佳的效率点，峰值功放相位补偿线502在小功率状态下，使峰值功放302的输出阻抗呈现无穷大状态，以防止主功放支路的功率泄露到峰值功放支路。相位补偿线500包括至少一个主功放相位补偿线501和至少一个峰值功放相位补偿线502，对Doherty功放在功率回退区的性能进行优化。

    具体的：宽带功率分配器100的输入端接信号源的输出，宽带输入匹配网络200的输入、输出端口分别与宽带功率分配器100的输出端口和有源器件（核心放大单元300）的输入端相连，宽带输出匹配网络400的输入、输出端口分别与有源器件（核心放大单元300）的输出端和相位补偿线500的输入端相连。相位补偿线500的输出端接终端负载。由于传统的Doherty功率放大器的设计技术是公知的，所以本文详细阐述宽带无源电路在Doherty功放设计电路中的应用。本发明中，如果使用平行式的Doherty结构，以及具有宽带效应的相位补偿线500，使得负载调制网络阻抗变换比减少，改善了Doherty功放的窄带效应。

   具体的，宽带共轭匹配电路，需要在整个带宽内满足从50Ω匹配到最优阻抗附近，这样能够得到合适的?。

   具体的，宽带相位补偿线500，需要在整个带宽内满足特性阻抗为50Ω，能够对频带内的阻抗起到近似的阻抗变换比。

  

    实施例

    阻抗变换比                                                                                         （1）

    阻抗变换器600的频率响应如图3所示，当r越小时，其具有更宽的带宽特性。

    平行式Doherty功放的阻抗变换器600的阻抗变换比r=2，即把50转换到100，实现负载调制。

    阻抗变换器600，如图4所示。根据简单实频技术的原理，可以简化为一个具有频率依赖特性的理想无损的双端口网络。假设为

                                 (2)

    式（2）中，n是匹配网络的阶数，s是复频率。

    使用贝勒维迟替代法，其他散射参数：

                                              (3)

                                                (4)

    其中，k为整数，定义传输零点阶数。

    因为网络的无耗性，

                                            （5）

    所以：

     （6）

    假设多项式的系数是未知的，将式（6）两边展开，令同幂次项系数相等，即可由表示成的函数。将进行显式因式分解，的根取在左半面的根：。

    因此，可以表示为：

                                         (7)

    将上式展开，即可求出。最后传输功率增益可表示为

                                      (8)

                                                          (9)

                                                         (10)

                                                    (11)

                                                    (12)

                                                (13)

    当源阻抗为50时，

                                   (14)

    构成误差函数：

                                              (15)

  其中，m为采样频点数，为目标值，系数为未知量。

    运用优化算法对误差函数优化，求得策动点阻抗，综合出匹配网络。

    从上实施例可以看出，利用本发明提出的基于实频技术的阻抗变换器以及平行式Doherty结构，能够提高Doherty功放的带宽，提高回退效率，很好地应用于未来无线通信系统中。

    以上参照实施例具体地展示和描述了本发明，对于本领域的一般技术人员，依据本发明实施例的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。