推挽式变换器和用于控制推挽式变换器的调制方法

摘要

本发明涉及一种推挽式变换器（4），其具有：初级侧的输入变换器电路（44），所述初级侧的输入变换器电路（44）具有为全桥电路的多个初级侧的开关装置（31、32、33、34），所述初级侧的输入变换器电路（44）被设计用于将输入直流电压（42）转换为第一交流电压；变压器（39），所述变压器（39）具有初级侧的绕组和次级侧的绕组，所述变压器（39）被设计用于在初级侧的绕组上接收第一交流电压而在次级侧的绕组上产生第二交流电压；以及次级侧的输出变换器电路（45），所述次级侧的输出变换器电路（45）被设计用于将第二交流电压转换成输出直流电压（43），该次级侧的输出变换器电路（45）具有第一半桥电路和第二半桥电路，该第一半桥电路包括次级侧的第一开关装置（35）、次级侧的第二开关装置（37）和第一中间抽头，该第一中间抽头与次级侧的绕组的第一端子相连接，该第二半桥电路包括次级侧的第一二极管（36）、次级侧的第二二极管（38）和第二中间抽头，该第二中间抽头与次级侧的绕组的第二端子相连接，其中第二半桥电路不包括可开关的器件。

说明书

技术领域

本发明涉及一种推挽式变换器和一种用于控制推挽式变换器的调制方法。

背景技术

电动车辆除了具有驱动系统之外还常常具有用于给电池充电的设备。这种充电设备能够以简单的方式实现在任何任意插座上给电动车辆的电蓄能器充电。充电设备为此从具有交流电压的公用低压电网中产生用于给牵引用电池充电的直流电压。

用于构造用于具有电驱动装置的车辆的充电设备10的可能性在图1中示出。充电设备10具有功率因数校正级2（PFC“功率因数校正（power factor correction）”），该功率因数校正级2与公用低压电网的外导体1a和中性线1b相连接。功率因数校正级2被设计用于：从供电网中汲取正弦形电流，并且将所述正弦形电流通过具有用于平滑从交流电网汲取的脉动功率的中间回路电容器3的中间回路而转送给直流电压变换器4。直流电压变换器4被设计用于提供相对应的直流电压来给具有电驱动装置的车辆的电池5充电。

出于安全原因，对于充电设备10而言要求在公用供电网与车辆之间的电流隔断。为此，常常将直流电压变换器4构造为推挽式变换器4，以便提供电流隔断。

构造推挽式变换器的可能性在图2中示意性地示出。图2中的推挽式变换器4'是带有所谓的双有源桥拓扑结构（Dual-Active-Bridge-Topologie）的电流隔离的双向直流电压变换器。在此，在初级侧的输入变换器电路中实现了由开关装置131、132、133、134构成的全桥电路，该全桥电路经由平滑电容器140将输入直流电压142通过变压器139转送给输出变换器电路。该输出变换器电路同样被构造为带有开关装置135、136、137、138的全桥电路，并且可以通过平滑电容器141提供输出直流电压143。

为了控制推挽式变换器4'，存在各种调制方法、尤其是梯形调制方法，利用所述梯形调制方法可以调节超过为大约400W到3300W的宽功率范围的电池充电功率。在梯形调制方法中，经过变压器139的电流I_p采用梯形的变化过程，其中在电流I_p的梯形变化过程的平台阶段中以及在紧接着的下降电流边沿阶段中可以将功率传输给输出变换器电路。要传输的功率在此可以通过平台的高度来调节。

这样的推挽式变换器4'和相对应的用于控制推挽式变换器4'的调制方法例如在Krismer, F.、Round, S.、Kolar, J. W.的出版文献“Performance Optimization of a High Current Dual Active Bridge with a Wide Operating Voltage Range”（Proceedings of the 37th Power Electronics Specialists Conference, 韩国，济州岛，2006年6月18日-22日）和Krismer, F.、Biela, J.、Kolar, J. W.的出版文献“A Comparative Evaluation of Isolated Bi-directional DC/DC Converters with Wide Input and Output Voltage Range”（Conference Record of the 2005 IEEE Industry Applications Conference, 第40届IAS年会(IAS'05)，香港，2005年10月2日-6日）中予以描述。

在梯形调制方法中，由于开关过程而可出现功率损耗，所述开关过程分别在输入桥或输出桥的半部中实现。由此，需要具有时间关键的电流检测的合适的和复杂的控制方法，以使开关损耗最小化。

发明内容

本发明提出了一种推挽式变换器，所述推挽式变换器具有：初级侧的输入变换器电路，该初级侧的输入变换器电路具有为全桥电路的多个初级侧的开关装置，该初级侧的输入变换器电路被设计用于将输入直流电压转换成第一交流电压；变压器，所述变压器具有初级侧的绕组和次级侧的绕组，该变压器被设计用于在初级侧的绕组上接收第一交流电压并且在次级侧的绕组上产生第二交流电压；以及次级侧的输出变换器电路，该次级侧的输出变换器电路被设计用于将第二交流电压转换成输出直流电压；该推挽式变换器具有第一半桥电路和第二半桥电路，该第一半桥电路包括次级侧的第一开关装置、次级侧的第二开关装置和第一中间抽头，该第一中间抽头与次级侧的绕组的第一端子相连接，该第二半桥电路包括次级侧的第一二极管、次级侧的第二二极管和第二中间抽头，该第二中间抽头与次级侧的绕组的第二端子相连接，其中第二半桥电路不包括可开关的器件。

优选地，初级侧的开关装置、次级侧的第一开关装置和次级侧的第二开关装置可以包括MOSFET、IGBT、JFET、BJT、GTO、ESBT、SiC-共源共栅（Kaskoden）、具有断流可控硅（L?schthyristor）的晶闸管电路或者类似开关。

在一种有利的实施形式中，给初级侧的开关装置、次级侧的第一开关装置和/或次级侧的第二开关装置可以分别并联有电容器。

有利地，给初级侧的开关装置、次级侧的第一开关装置和/或次级侧的第二开关装置可以分别反并联有二极管。

此外，本发明还提出了一种用于控制根据本发明的推挽式变换器的调制方法，所述调制方法具有如下步骤：在调制循环的第一时间段期间，将初级侧的正电压施加到变压器的初级侧的绕组上，同时通过次级侧的第二开关装置和次级侧的第二二极管使次级侧的绕组短路；在调制循环的第二时间段期间，将次级侧的第二开关装置断开，并且将次级侧的第一开关装置闭合，用于将功率从输入变换器电路传输到输出变换器电路中；在调制循环的第三时间段期间，使初级侧的绕组短路；并且在流经变压器的初级侧的绕组的通过电流（Stromfluss）使流动方向反向之后，将初级侧的负电压施加到变压器的初级侧的绕组上。

在有利的实施形式中，该调制方法此外还可以包括如下步骤：在调制循环的第四时间段期间，将初级侧的负电压施加到变压器的初级侧的绕组上，同时通过次级侧的第一开关装置和次级侧的第一二极管使次级侧的绕组短路；在调制循环的第五时间段期间，将次级侧的第一开关装置断开，并且将次级侧的第二开关装置闭合，用于将功率从输入变换器电路传输到输出变换器电路中；在调制循环的第六时间段期间，使初级侧的绕组短路；并且在流经变压器的初级侧的绕组的通过电流使流动方向反向之后，将初级侧的正电压施加到变压器的初级侧的绕组上。

在根据本发明的调制方法的实施形式中，在流经变压器的初级侧的绕组的清除了磁化电流的通过电流使流动方向反向之后，可以将施加初级侧的负电压的步骤延迟预确定的时间区间。

本发明优点

本发明的思想在于，减小在推挽式变换器中的可开关的器件的数目。这可以通过使用合适的调制方法来实现。

通过减少可开关的器件同时可以实现对推挽式变换器的控制的简化，因为用于识别确切的切换时刻的在测量技术上的开销降低。此外，根据本发明的调制方法相对于所调节的工作点的波动（例如由所耦合的输出负载的改变引起）是稳健的（robust）。此外，利用推挽式变换器的根据本发明的拓扑结构在所耦合的输出负载波动时排除了具有提高的对电路器件的要求的临界状态，使得不必采取其他保护措施。

根据本发明的推挽式变换器的非常大的优点在于，该推挽式变换器利用根据本发明的调制方法非常高效地可以被使用在部分负载范围中，因为即使在最小功率的情况下也可以通过延长无电流的时间区间来保持开关装置的软开关运行，使得在低输出功率范围中的运行有效地实现。

附图说明

本发明的其他特征和优点从以下参考所附的附图的描述来得到。

其中：

图1示出了用于电池的充电设备的示意图；

图2示出了常规双向直流电压变换器的示意图；

图3示出了根据本发明的实施形式的推挽式变换器的示意图；

图3a示出了根据本发明的另一实施形式的推挽式变换器的开关装置的示意图；

图3b示出了根据本发明的另一实施形式的推挽式变换器的开关装置的示意图；

图3c示出了根据本发明的另一实施形式的推挽式变换器的二极管的示意图；

图3d示出了根据本发明的另一实施形式的推挽式变换器的示例性构造的示意图；

图4示出了根据本发明的另一实施形式的用于控制推挽式变换器的调制方法的控制信号的时间变化曲线图；

图5a示出了根据本发明的另一实施形式的用于控制推挽式变换器的调制方法的具有控制曲线的曲线图；以及

图5b示出了根据本发明的另一实施形式的用于控制推挽式变换器的调制方法的具有控制曲线的曲线图。

具体实施方式

图3示出了根据本发明的实施形式的推挽式变换器4的示意图。该推挽式变换器4包括初级侧的输入变换器电路44，该初级侧的输入变换器电路44具有第一开关装置31、32、33和34。输入变换器电路44被设计用于将在输入变换器电路44上降落的输入直流电压转换为变压器39的初级侧的绕组中的初级侧的交流电压。输入变换器电路44类似地如在图2中的推挽式变换器4'中那样以全桥电路来建立，使得开关装置31和33形成初级侧的第一半桥，该初级侧的第一半桥具有与变压器39的初级侧的绕组的第一端子相连接的中间抽头，并且开关装置32和34形成初级侧的第二半桥，该初级侧的第二半桥具有与变压器39的初级侧的绕组的第二端子相连接的中间抽头。可以设置的是，在初级侧的半桥之一与变压器39的初级侧的绕组的相应端子之间布置有外部漏感。

此外，推挽式变换器4在次级侧包括带有次级侧的第一开关装置35和37的输出变换器电路45，所述开关装置35和37一起被连接成次级侧的第一半桥电路，该次级侧的第一半桥电路具有与变压器39的次级侧的绕组的第一端子相连接的中间抽头。此外，输出变换器电路45包括电路构件36和38，所述电路构件36和38一起被连接成次级侧的第二半桥电路，该次级侧的第二半桥电路具有与变压器39的次级侧的绕组的第二端子相连接的中间抽头。

在图3中示例性地以用虚线圈出的圆示出了电路构件31和36的细节。电路装置31例如包括第一端子31a和第二端子31b。电路构件36包括第一端子36a和第二端子36b。类似的情况适用于其余电路构件32、33、34、35、37和38，其中在任何情况下，在示意图中向上指向的端子用参考后缀“a”标明，而在示意图中向下指向的端子用参考后缀“b”标明。电路构件31至38可以采用各种构型，尤其是如在图3a至3c的示例性图示中所示的构型。

图3a示出了电路构件30'，所述电路构件30'分别可以替代电路构件31至37中的一个。电路构件30'是带有可有源开关的器件30c的构件。可有源开关的器件30c可以是晶体管开关，例如是场效应晶体管、MOSFET（金属氧化物半导体场效应晶体管）、IGBT（带有绝缘栅电极的双极型晶体管）、JFET（结型场效应晶体管）、BJT（双极型晶体管）、GTO（栅极可关断晶闸管）、ESBT（发射极开关双极型晶体管）或者碳化硅共源共栅电路、带有断流可控硅的晶闸管电路或者类似开关装置。在此要清楚的是，可有源开关的器件30c的所述类型的开关装置可以包括任何合适的开关装置。在可有源开关的器件30c例如是自锁n通道MOSFET的情况下，MOSFET的源极端子可以与端子30b相连接，而MOSFET的漏极端子可以与端子30a相连接。此外，电路构件30'还包括续流二极管30d以及电容器30e。续流二极管30d在此与可有源开关的器件30c反并联，而电容器30e在此与可有源开关的器件30c并联。当可有源开关的器件30c从闭合状态被带入到断开状态时，电容器30e用于接收流经电路构件30'的通过电流。由此使电路构件30'的软接上和切断变得容易。此外，电路构件30'可以提高与其他器件的电磁兼容性。

电路构件30'包括第一端子30a和第二端子30b。第一端子30a可以分别对应于电路构件31至37的向上指向的端子，而第二端子30b分别对应于电路构件31至37的向下指向的端子。

在图3中的推挽式变换器4的实施形式中，电路装置32、34、35和37可以如图3a中的电路构件30'那样被构造。但是也可能的是，如电路构件30'那样构造电路装置31和33。

图3b示出了电路构件30''，所述电路构件30''同样分别可以替代电路构件31至37中的一个。电路构件30''与图3a中的电路构件30'的不同仅在于，已去除了并联连接的具有电容器30e的路径。由此，如电路构件30''那样构造的电路装置不再像如电路构件30'那样构造的电路装置软开关。电路构件30''因而可以在一种实施形式中被设置用于图3中的推挽式变换器4的如下电路装置：在所述电路装置中，硬开关是不关键的，因为例如在相应开关的时刻流动的经过电路装置的电流是低的。在一种实施形式中，图3中的推挽式变换器4的电路装置31和33可以如电路构件30''那样构造。

图3c示出了电路构件30'''，所述电路构件30'''分别可以替代电路构件36或者38中的一个。电路构件30'''与图3b中的电路构件30''的不同仅在于，已去除了可有源开关的器件30c。电路构件30'''因而是无源器件，也就是说是不可以有源开关的器件。

电路构件30'''因而要被设置用于电路构件36和38。通过如图3c中的电路构件30'''那样构造图3中的推挽式变换器4的电路构件36和38，可以提出具有较小数目的可有源开关的器件的推挽式变换器4。由此，对于推挽式变换器4所需的控制方法的复杂性降低。推挽式变换器4在该情况下可以不再双向地运行。

在一种实施形式中，可以设置，与电路装置31和33完全一样地如电路构件30''那样构造电路构件36和38。在此可以设置，相应的可有源开关的器件30c并不一同包括在调制方法中。通过相应持久地断开或闭合电路装置31和33或电路构件36和38的相应的可有源开关的器件30c，接着可以预调节推挽式变换器4的功率传输方向，并且推挽式变换器4可以双向地运行。

推挽式变换器4的优选实施形式示意性地在图3d中示出。图3d中的推挽式变换器4类似于图3地被建立，并且作为电路装置31和33具有如在图3b中的电路构件30''，作为电路装置32、34、35和37具有如在图3a中的电路构件30'和作为电路构件36和38具有如在图3c中的电路构件30'''。可以设置的是，电容器40与输入变换器电路并联，以便平滑输入电压42，并且电容器41与输出变换器电路45并联，以便平滑输出电压43。输入电压42与输出电压43之比在此可以与变压器39的变压比有关，该变压比可以例如为1：N，其中N﹥1。由此，输出电压43可以相对于输入电压42被升压变换，例如输出电压43可以为大约250V到450V。然而也可以设置，将变压器39的变压比选择为使得输出电压43相对于输入电压42被降压变换。

在下文，描述了用于控制图3d中的推挽式变压器4的调制方法。为此，变压器39仅通过其漏感表示，即通过电感的并不有助于变压器39的理想的功率传输的部分表示。

图4示出了用于控制推挽式变换器（例如图3d中的推挽式变换器4）的调制方法的控制信号的时间变化曲线图。在最上部的曲线图中示出了在经历调制循环期间经过变压器39的初级侧的绕组的电流I_p的时间变化过程45。在此，以下在观察电流I_p时并不考虑磁化电流。调制循环在此包括在（任意选择的）零点与时刻T₈之间的时间区间。在时刻T₈之后，调制循环可以根据在图4中所示的时间变化过程来重复，其中时刻T₈在该情况下为随后的调制循环的零点。

调制循环包括不同的调制阶段，所述调制阶段的起始时刻和结束时刻分别与时刻T₁至T₈叠合。在电流曲线图下分别示出了电路构件31至35和37的控制信号，这些控制信号根据虚线与相关的时刻T₁至T₈关联。这些控制信号针对分别相关的可有源开关的器件的闭合状态利用值1表示，以及针对分别相关的可有源开关的器件的断开状态利用值0来表示。可有源开关的器件以下出于清楚原因分别被称为开关。

在调制循环的第一时间段t1中，正电压被施加到变压器39的初级侧的绕组上。在此，在初级侧，开关31和34闭合。通过在次级侧上的开关37闭合，出现流经电路构件37和38的通过电流。由此，变压器39的次级侧的绕组短路。变压器39的漏感在该时间段内利用正电压被充磁，而不进行功率传输。这能够实现在变压器39的初级侧的绕组中的电流I_p的陡峭升高，并且由此能够实现在时间段t2中快速达到起始电流值。

在时刻T₁，在次级侧上的开关37断开。当给开关37并联有电容器时，断路过程在此可以软地进行。在关断过程的短时滞期满之后，开关35的反并联的续流二极管能导通，而开关35可以软接通。由此，变压器39的次级侧的绕组被连接在输出变换器电路45的输出端之间，并且输出电压在变压器39的漏感的输入端与输出端之间。根据变压器的变压比，在变压器39的初级侧的绕组中的电流I_p略微升高或者略微下降。在时刻T₁与T₂之间的时间段t2中，在输入变换器电路44和输出变换器电路45之间进行功率传输。对于具有高功率传输的有效运行，时间段t2与此相对应地被选择得尽可能长。

在时刻T₂，在初级侧关断开关34，又通过电容器软开关。电流I_p由此换向到开关装置32的续流二极管上。在用于切断开关34的时滞之后，开关32软接上。在跟随时刻T₂之后的时间段t3中，根据输出电压的大小，电流I_p下降。

在时刻T₃，电流I_p下降到零并且不久以后最小变负。电路构件38的二极管阻止电流方向在次级侧反向，由此电路构件36的二极管能导通。在时刻T₃与T₄之间的时间段t4中，不进行功率传输。例如，当期望最大功率传输时，时间段t4的长度优选地要被调节为尽可能小。然而，可能的是，将时间段t4伸展到预确定的时间区间并且将第二半循环的开始延迟到时刻T₄。以这种方式只能传输低功率，例如在推挽式变换器4的部分负载运行时只能传输低功率。时间段t4在此可以在原理上任意长地伸展，而相对应的电路构件无需丢失其软开关的特性。

在时刻T₄，调制方法的第二半循环开始。首先为此断开开关31并且闭合开关33。通过开关31和33在图3d中的推挽式变换器4的实施形式中不具有并联的电容器，这两个开关过程硬地进行。但是，在时间段t4中，通过电流仅是最小的，使得由此可出现开关损耗。在次级侧，接着电流流经开关装置35和电路构件36的二极管。在时刻T₄与T₅之间的时间段因此从变化过程来看对应于时间段t1，区别在于，电流I_p现在在相反的方向上流动。

在时刻T₅，类似于时刻T₁对开关35和37进行软开关，由此又开始功率传输的平台阶段。在时刻T₆，类似于时刻T₂，开关32软断路并且开关34软接通。类似于时刻T₃，电流I_p在时刻T₇又达到过零并且类似于时间段t4，时滞可以被保持直至时刻T₈，在该时刻T₈，次级侧的电流自动地被换向到电路构件38的二极管上。在时刻T₈由此结束调制方法的完整的调制循环。

图5a示出了作为在输出功率P_aus与归一化的与变压器39的输入电压和漏感有关的功率P_norm之间的关系的部分传输的功率λ的变化过程。输入功率P_norm在此通过下式来给出：

P_norm = U_ein* I_ein= U_ein²*X_L^-1  =U_ein² *(ωL)^-1 ，

其中，U_ein是输入电压，ω是调制回路频率并且L是变压器39的漏感。部分传输的功率λ在此相对于时间段t1的长度被绘制，其中该时间段t1的长度以调制循环的度单位来说明。180°由此对应于图4中的调制循环的第一半循环的时间段t1、t2、t3和t4的总和。

分别按照根据本发明的拓扑结构和时间段t4的长度的电压变换比d示出了六个不同的功率传输变化过程52、53、54、55、56和57。在此，曲线52示出了在电压变换比为d=1并且时间段t4的长度为5°时的功率传输，曲线53示出了在电压变换比为d=0.75并且时间段t4的长度为5°时的功率传输，曲线54示出了在电压变换比为d=1并且时间段t4的长度为60°时的功率传输，曲线55示出了在电压变换比为d=0.75并且时间段t4的长度为60°时的功率传输，曲线56示出了在变压比为d=0.5并且时间段t4的长度为5°时的功率传输，以及曲线57示出了在变压比为d=0.5并且时间段t4的长度为60°时的功率传输。

首先，可以认识到，在时间段t4延长时，有效功率传输λ减少。因而，原理上可能的是，通过时间段t4、即通过调制循环的两个梯形半循环之间的时滞的长度来控制有效功率传输λ。但是有利地也可能的是，在预给定时间段t4的（最小）长度时调节时间段t1的长度。由于曲线52至57的抛物线形状，因而对于每个要调节的有效功率传输λ而言得到两个可调节的工作点。例如，对于曲线52，在所期望的功率传输λ为0.4的情况下，时间段t1的可能的工作点是大约32°和大约85°，如从图5a中得到的那样。在此有利的是，选择具有较短的时间段t1的工作点，在本例子中即为大约32°，因为在该情况下由于较小的通过电流，导通损耗同样较小。

然而要注意的是，在时间段t1的持续时间延长时，为了降低流经变压器的初级侧的绕组的通过电流所需的时间段t3同样被延长。从时间段t1的一定长度起，由此持续时间t1和t3的总和已经与调制半循环的长度减去（最小）时滞持续时间t4完全一样大。在该情况下，时间段t2的长度、即在调制半循环期间的持续时间减小到零，在该调制半循环期间的持续时间期间可以在变压器的绕组之间进行直接的功率传输。这些点的矢量轨迹图被绘入为图5a中的图示中的曲线51。换言之，对于任意给定的功率传输λ，时间段t1的不再能进行直接的功率传输的那个持续时间在曲线51的右侧。但是，当将时间段t1的较小持续时间分别选择为工作点时，始终保证直接的并且由此有效的功率传输。

图5b示出了对于大于1的电压比（即对于在图3d中的推挽式变换器4中将输入电压增加到较高的输出电压）作为输出功率P_aus与输入功率P_norm之间的比的部分传输的功率λ的变化过程。分别根据变压器的电压变换比d和时间段t4的长度，该曲线图示出了三个不同的功率传输变化过程58、59和60。在此，曲线58示出了在电压变换比为d=1.2并且时间段t4的长度为5°时的功率传输，曲线59示出了在电压变换比为d=1.2并且时间段t4的长度为30°时的功率传输，以及曲线60示出了在电压变换比为d=1.2并且时间段t4的长度为60°时的功率传输。部分传输的功率λ在此类似地如在图5a中那样相对于时间段t1的长度以度为单位被绘制。

除了已参照图5a阐述的曲线51之外，在图5b中示出了曲线51a，其中针对任意给定的功率传输λ，时间段t1的不再能进行直接的功率传输的持续时间在该曲线51右侧。曲线51a在如下点中与曲线58、59和60中的每个都相切：该点分别对应于时间段t1的最小持续时间，在该持续时间之下，时间段t3的持续时间变为零，因为在时间段t2的功率传输阶段期间的通过电流降低已足以将通过电流置于零。由此，针对过小选择时间段t1的持续时间的情况，梯形调制方法对于三角调制方法变得有效。尽管这对于推挽式变换器的电路构件没有任何危险，但是与真正的梯形方法相比与较不有利的电流有效值相联系。