基于开关参数的断续模式-临界导电模式转换

摘要

一种电子系统包括提供开关功率转换器的至少双模式导电控制的控制器。在至少一个实施方式中，该控制器能够使用具有与供应给开关功率转换器的时变电源电压的大约峰值电压对应的值的经测量的开关时间参数，控制开关功率转换器在断续导电模式（DCM）和临界导电模式（CRM）之间的转换。在至少一个实施方式中，通过使用在大约等于所述电源电压的电源电压峰值的经测量的开关时间参数值，动态地确定开关功率转换器的控制开关的最小非导通时间，所述控制器动态地补偿所述电子系统的变化参数。

说明书

交叉引用相关申请

本申请要求于2010年12月16日提交的美国临时申请号61/423,883 的权益，该案的全文并入本文中，以作参考。本申请还要求于2011年12 月16日提交的美国专利申请号13/328,801的权益，该案的全文并入本文 中，以作参考。

技术领域

本发明总体上涉及电子领域，并且更具体而言，涉及用于确定和利用 开关功率转换器的开关参数以有利于在断续导电模式和临界导电模式之 间进行转换的方法和系统。

背景技术

很多电子系统包括电路，例如，提供从电压电源到经调节的输出电压 的有效功率转换的开关功率转换器。在将交流（“AC”）电源电压转换成 经调节的输出电压时，开关功率转换器利用在AC电源电压的单个周期内 打开和关闭多次的开关。开关的打开时间和关闭时间的比率与平均功率转 换相关。对于很多实体（包括公司和国家），提高电路（包括开关功率转 换器）的能量效率，继续具有高优先级。

开关功率转换器通常以三个不同模式中的一个模式进行操作：断续导 电模式（“DCM”）、临界导电模式（“CRM”）、以及连续导电模式（“CCM”）。 CCM趋于由开关功率转换器用于更高的功率（例如，300+W）应用中。 在更低的功率应用中，开关功率转换器趋于使用DCM和/或CRM操作模 式。整流AC电源电压从0伏特（0V）增大到峰值电压然后返回到0V， 并且反复进行。在整流AC电源电压的单个周期内，在开关功率转换器内 的开关循环多次。例如，开关的开关频率通常在20kHz和100kHz之间， 而整流AC电源电压的频率通常在100Hz和120Hz之间。例如，由于在 CRM内的电压越低，开关频率就越高，所以在整流AC电源电压的周期 的更低电压期间，DCM往往比CRM更有效。例如，由于电压越高，在 DCM内的导通损耗就越高，所以在整流AC电源电压周期的电压越高， CRM趋于比DCM越有效。

图1描述了一种电子系统100，其以双导电模式操作，以利用在较低 的电源电压DCM更高效并且在较高的电源电压CRM更高效的优点。电 子系统100从电压电源102接收AC电源电压V_SUPPLY。电源电压V_IN例如 为美国标称60Hz/110V的线路电压或者在欧洲和中国标称50Hz/220V的 线路电压。可选的调光器104相位切割电源电压V_SUPPLY的前缘和/后缘。 输入电压V_IN表示在调光器104未进行相位切割时的电源电压V_SUPPLY，并 且如果调光器104相位切割电源电压V_SUPPLY，那么表示相位切割电压。 全桥二极管整流器106对输入电压V_IN进行整流，电磁干扰（EMI）滤波 器108使开关功率转换器112的高频干扰衰减，以生成整流输入电压V_X。 控制器111生成开关控制信号CS₁，以控制开关功率转换器112。控制信 号CS₁控制场效应晶体管（FET）开关114的导通，以控制初级电流i_P， 从而满足负载116的功率需量。对于n沟道FET，在开关控制信号CS₁的 脉冲期间FET导通（即，打开）并且在开关控制信号CS₁的脉冲结束时不 导通（即，关闭）。

图2描述了与开关功率转换器112相关的波形200。参照图1和图2， 在初级充电时间段T1内FET114导通时，初级电流i_P通过变压器120的 初级线圈118增加。变压器120和二极管122的点规定防止次级电流i_S在 时间段T1内流动。在控制器111生成开关控制信号CS₁，以关闭FET114 从而时间段T1结束时，初级电流i_P降为0，并且在初级线圈118上的电 压倒回（也称为“回扫”）。在回扫周期T2，次级电流i_S迅速上升，然后 衰减。在DCM和CRM下，在次级电流i_S达到0时，回扫周期T2结束。 在DCM下，在通过开关控制信号CS₁的脉冲开始开关控制信号CS₁的新 周期TT之前，控制器111等待闲置周期T3。在CRM下，次级电流i_S一 结束，控制器111就开始开关控制信号的新周期TT，并且初级电流i_P再 次增加，直到周期T1结束。

对于开关控制信号CS₁的每个周期TT，主要充电周期T1等于开关控 制信号CS₁的脉冲持续时间。由于控制器111控制开关控制信号CS₁的脉 冲持续时间，所以控制器111控制充电周期T1的持续时间。回扫周期T2 的持续时间为几个变量的函数，例如，在变压器120的次级侧上的寄生电 阻，例如，次级线圈124、二极管122、电容器126以及由负载116消耗 的次级电流i_S的寄生电阻。

图3描述了整流输入电压V_X的两个周期（即，用于电源电压V_SUPPLY的两个半线路周期）的与电子系统100相关的波形300。波形300包括整 流输入电压V_X、代表性初级电流i_P以及代表性次级电流i_S的重叠波形。 波形300也包括开关控制信号CS₁的代表性描述。由于开关控制信号CS₁的频率通常为20kHz到100kHz并且整流输入电压V_X的频率为100Hz 到120Hz，所以使用术语“代表性”。因此，为了清晰起见，在波形300 中仅仅示出了开关控制信号CS₁的脉冲的子组以及所产生的初级电流i_P和 次级电流i_S波形。

参照图1、图2和图3，控制器111控制开关功率转换器112，用于 除了调节初级侧电流i_P，还提供功率因数校正。为了提供功率因数校正， 控制器111试图使电路在表面上抵抗电压电源102，从而在初级电流i_P和 整流输入电压V_X之间产生线性关系。因此，由于电压V_X在第一充电周期 T1的初期升高时，控制器111生成开关控制信号CS₁的脉冲。控制器111 通过前馈路径128监控整流输入电压V_X，并且在充电周期T1内初级电流 i_P与整流输入电压V_X的近瞬时值相关，地升高。控制器111还监控次级 电流i_S，并且因此，通过反馈路径130监控回扫周期T2以确定负载116 的功率需求，并且根据负载116的功率需求调节次级电流i_S。

越靠近整流输入电压V_X的零交叉，充电周期T1和回扫周期T2就越 短。图3中，在时间t₀、t₁以及t₂发生整流输入电压V_X的零交叉。由于开 关控制信号CS₁的周期TT在CRM期间为T1+T2，所以对于整流输入电 压V_X的较低的值，FET114的开关频率1/TT最高。更高的开关频率可与 更高的开关损耗对应，从而具有更低的效率。开关控制信号CS₁的频率在 DCM期间为1/(T1+T2+T3)。将闲置时间T3加入开关控制信号CS₁的周期 TT内，减小了频率，并且从而在DCM期间提高了FET114的效率。随着 整流输入电压V_X增大，回扫周期T2增大。随着回扫周期T2增大，开关 控制信号CS₁的频率减小，同时将更多的能量传输给负载116。由于在电 压更高时，CRM更有效，所以控制器111生成在整流输入电压V_X的更高 值以CRM操作开关功率转换器112的开关控制信号CS₁。初级电流i_P的 瞬时脉冲产生旨在线性跟踪整流输入电压V_X的平均初级电流i_{P_AVG}。

图4描述了周期对电压的曲线图400，其表示相对于整流输入电压 V_X的开关控制信号CS₁的DCM和CRM周期TT。参照图1、3和4，控 制器111包括DCM/CRM固定的最小周期TT模块132，以确定何时在开 关功率转换器112的DCM和CRM操作之间进行转换。DCM/CRM固定 的最小周期TT模块132被配置为通过生成DCM/CRM过渡信号，始终强 制执行固定的最小周期TT_MIN，该过渡信号控制控制器111以DCM还是 以CRM操作开关功率转换器112。最小TT_MIN在V_{X_TRANS}处确定DCM和 CRM操作之间的转变点。因此，只要周期TT大于固定的最小周期TT_MIN， 控制器111就以CRM操作开关功率转换器112，否则以DCM操作开关功 率转换器112。由于控制器111确定充电周期T1并且DCM/CRM固定的 最小周期TT模块132通过反馈路径130监控回扫周期T2，所以固定的最 小周期TT_MIN对电子系统100的操作参数的变化无反应，但是比较容易强 制执行。

可读取地提高开关功率转换器的效率。

发明内容

在本发明的至少一个实施方式中，一种设备包括提供开关功率转换器 的至少双模式导电控制的控制器。所述控制器能够使用具有与供应给开关 功率转换器的时变电源电压的大约峰值电压对应的值的经测量的开关时 间参数，控制开关功率转换器在断续导电模式和临界导电模式之间的转 换。

在本发明的另一个实施方式中，一种方法包括：提供开关功率转换器 的至少双模式导电控制。提供开关功率转换器的至少双模式导电控制，包 括：使用具有与供应给开关功率转换器的时变电源电压的大约峰值电压对 应的值的经测量的开关时间参数，控制开关功率转换器在断续导电模式和 临界导电模式之间的转换。

在本发明的又一个实施方式中，一种设备包括开关功率转换器。该设 备进一步包括控制器，其耦接至开关功率转换器，以提供开关功率转换器 的至少双模式导电控制。控制器能够使用具有与供应给开关功率转换器的 时变电源电压的大约峰值电压对应的值的经测量的开关时间参数，控制开 关功率转换器在断续导电模式和临界导电模式之间的转换。所述控制器进 一步能够控制所述开关功率转换器的功率因数校正。该设备还包括负载， 其耦接至开关功率转换器。

附图说明

可更好地理解本发明，并且通过参照附图，对于本领域的技术人员， 本发明的很多目标、特征以及优点显而易见。在这几幅图中使用相同的参 考数字表示相同或相似的部件。

图1（标记为先有技术）描述了以断续导电模式（DCM）和临界导电 模式（CRM）进行操作的电子系统。

图2和图3（标记为先有技术）描述与图1的电子系统相关联的波形。

图4（标记为先有技术）描述最小开关控制信号周期和在图1的电子 系统的DCM和CRM操作之间的转换。

图5描述了一种电子系统，该系统包括DCM-CRM转换确定模块502， 用于动态地确定用于开关功率转换器的开关控制信号的最小非导通时间。

图6和图7描述了与图5的电子系统相关联的波形。

图8描述了DCM-CRM转换图，其示出在DCM和CRM操作之间的 一个示例性转换。

图9描述了DCM-CRM转换确定模块。

图10描述了开关控制信号发生器。

图11描述了复合的DCM-CRM转换图。

图12描述了表示图5的电子系统的一个实施方式的电子系统。

图13描述了用于操作图12的电子系统的开关控制信号发生器的一个 示例性状态机；

图14描述了图5的电子系统的开关功率转换器的升压/降压转换器。

具体实施方式

在至少一个实施方式中，电子系统包括用于提供开关功率转换器的至 少双模式导电控制的控制器。在至少一个实施方式中，“至少双模式导电 控制”表示为至少两个导电模式提供控制，例如，断续导电模式（DCM）、 临界导电模式（CRM）以及连续导电模式（CCM）中的两个或多个。在 至少一个实施方式中，控制器能够使用具有与提供给开关功率转换器的时 变电源电压的大约峰值电压对应的值的经测量的开关时间参数，控制开关 功率转换器在DCM和CRM之间的转换。在至少一个实施方式中，开关 功率转换器包括变压器，该变压器包括初级侧线圈和次级侧线圈。变压器 将能量传送给负载。在至少一个实施方式中，由控制器用于控制在开关功 率转换器的DCM和CRM之间转换的经测量的开关时间参数值为变压器 的次级侧上的回扫时间，在时变电源电压的大约峰值电压处发生该回扫时 间。

在操作期间并且久而久之，在开关功率转换器内的各种操作参数可改 变。例如，元件可随着时间减少，并且显示更多或更少的电阻。由于重新 放置在一个不同的国家，或者在调光器进行相位切割，从而改变开关功率 转换器的电源电压时，在电子系统内的电源电压电平可变化。在至少一个 实施方式中，使用大约等于电源电压的电源电压峰值的经测量的开关时间 参数值，动态地确定开关功率转换器的控制开关的最小非导通时间，从而 控制器动态地补偿电子系统的变化参数。在至少一个实施方式中，非导通 时间等于回扫周期加上任何所需闲置时间。

由于在峰值电源电压处，大部分能量可用于传递给负载，所以在峰值 电源电压处发生开关功率转换器的最长回扫时间。在至少一个实施方式 中，控制器针对电源电压的一个特定周期确定最大回扫时间。最大回扫时 间为电源电压以及影响次级侧变压器电流的衰减的很多其他变量的函数。 影响最大回扫时间的其他变量包括元件效应，例如，寄生电阻和负载电阻。 因此，峰值电源电压变化、元件以及其他变量影响回扫时间，并且最大回 扫时间自动考虑这些变量。然后，控制器利用一部分最大回扫时间确定最 小回扫时间。在至少一个实施方式中，然后，控制器将所需闲置时间加入 所确定的最小回扫时间中，为开关功率转换器的控制开关的每个周期生成 最小非导通时间。最小导通时间在DCM和CRM内的操作之间设置转变 点。因此，在至少一个实施方式中，通过根据动态确定的最大回扫时间， 动态地确定控制开关的最小非导通时间，在确定最小非导通时间时，控制 器导致变量影响回扫时间。在至少一个实施方式中，导致这些影响回扫时 间的变量，允许控制器控制在DCM和CRM之间转变，以更有效地进行 操作。

在至少一个实施方式中，控制器能够控制从开关功率转换器的初级侧 线圈到次级侧线圈的能量传递，并且经测量的开关时间参数值为次级侧线 圈的最小回扫时间，该最小回扫时间与电源电压的特定周期的最大回扫时 间的一部分对应。在至少一个实施方式中，控制器能够在所述回扫时间大 于最小回扫时间时，将开关功率转换器从断续导电模式转换到临界导电模 式。控制器进一步能够在所述回扫时间小于最小回扫时间时，将开关功率 转换器从临界导电模式转换到断续导电模式。

图5描述了一种电子系统500，该系统在控制器504内包括 DCM-CRM转换确定模块502，以动态地确定用于开关功率转换器506的 开关控制信号的最小非导通时间。在至少一个实施方式中，DCM-CRM转 换确定模块502利用基于开关的参数确定何时在DCM和CRM之间转换 开关功率转换器506的操作。电子系统500从电压电源508中接收AC电 源电压V_SUPPLY。电压电源508可为任意电压电源，例如，电源效用电压。 电源电压V_IN例如为美国标称60Hz/110V的线路电压或者欧洲和中国标 称50Hz/220V的线路电压。可选的调光器104相位切割电源电压V_SUPPLY的前缘和/后缘。输入电压V_IN在调光器104未进行相位切割时表示电源电 压V_SUPPLY，并且如果调光器104相位切割电源电压V_SUPPLY，那么表示相 位切割电压。全桥二极管整流器106整流输入电压V_IN并且电磁干扰（EMI） 滤波器108使开关功率转换器112的高频干扰衰减，以生成整流输入电压 V_X。整流输入电压V_X表示提供给开关功率转换器506的时变电源电压的 一个实施方式。

控制器504还生成控制开关功率转换器506的开关控制信号CS_P。 开关控制信号CS_P控制开关508的导通，以控制初级电流i_P，从而满足负 载510的功率需求。在至少一个实施方式中，开关508为场效应晶体管 （FET），并且开关控制信号CS_P控制开关508的导通。在至少一个实施方 式中，开关508被配置为源极跟随器，并且开关控制信号CS_P控制开关508 的源极。在至少一个实施方式中，开关控制信号CS_P控制开关508的输入 终端，例如，栅极终端，用于控制开关508的导通。

开关508控制流过变压器512的初级线圈的初级电流i_P的流动。变压 器将能量从初级线圈510传递到次级线圈514，以生成二次侧电流i_S。负 载516消耗二次侧电流i_S。在至少一个实施方式中，负载516为电子灯具， 该电子灯具包括一个或多个电子灯，例如，发光二极管（LED）518或紧 凑型荧光灯（CFL）（未显示）中的一个或多个。

控制器504的特定实现方式为设计选择问题。在至少一个实施方式 中，控制器504为集成电路并且包括处理器（未显示）和存储器（未显示）。 在至少一个实施方式中，利用离散模拟和/或数字元件或集成电路和离散模 拟和/或数字元件的组合，实现控制器504。

图6描述了与电子系统500相关的波形600。波形600描述了示例性 DCM和CRM波形。如前面图2中所述，DCM包括充电周期T1、回扫周 期T2、闲置周期T3，并且然后通过下一个充电周期T1重复。CRM包括 充电周期T1、回扫周期T2，并且在回扫周期T2结束时，立即开始下一 个充电周期T1。然而，在波形600中，由动态DCM-CRM转换确定模块 502（图5）动态地确定在DCM和CRM之间的转换频率，在至少一个实 施方式中，在由箭头602和604表示的开关控制信号CS_P的周期内，该模 块根据最大回扫周期改变转变频率。

图7描述了整流输入电压V_X的两个周期（即电源电压V_SUPPLY的两 个半线路周期）的与电子系统500的一个实施方式相关的示例性波形700。 波形700包括整流输入电压V_X、代表性初级电流i_P以及代表性次级电流 i_S的重叠波形。波形700还包括开关控制信号CS_P的代表性描述。由于开 关控制信号CS_P的频率通常为20kHz到100kHz并且整流输入电压V_X的 频率为100Hz到120Hz，所以使用术语“代表性”。因此，为了清晰起见， 在波形700中仅仅示出了开关控制信号CS_P的脉冲的子组以及所产生的初 级电流i_P和次级电流i_S。整流输入电压V_X的第一线路周期702表示示例 性非相位切割周期。第二线路周期704表示示例性的180°整流输入电压 V_X的大约135°的相位切割。

参照图5、6和图7，控制器504控制开关功率转换器506以提供功 率因数校正，调节初级侧电流i_P以及动态地确定DCM-CRM转换频率。 为了提供功率因数校正，控制器504生成开关控制信号CS_P以使开关功率 转换器506和EMI滤波器108在表面上抵抗电压电源508，从而在平均初 级电流i_P和整流输入电压V_X之间产生线性关系。因此，随着电压V_X在第 一充电周期T1的开始升高，控制器504生成开关控制信号CS_P的脉冲。 在与整流输入电压V_X的近瞬时值相关的充电周期T1内，平均初级电流i_P升高。控制器504还控制次级电流i_S，并且因此，通过次级传感电路522 监控回扫周期T2，以确定负载516的功率需求。次级传感电路522生成 表示次级侧电流i_S的输出信号T2_SENSE。调节次级侧电流i_S的过程为设 计选择问题。在至少一个实施方式中，并且如后文中所述，与传输给负载 516的实际计算的电荷量相比，根据传输给负载516的目标电荷量，控制 器504调节次级电流i_S。

如上所述，越靠近整流输入电压V_X的零交叉，充电周期T1和回扫 周期T2就越短。因此，对于效率，控制器504在较低整流输入电压V_X值下以DCM操作开关功率转换器506，并且在较高整流输入电压V_X值下 以CRM进行操作。

在至少一个实施方式中，开关功率转换器506以DCM和CRM双模 式进行操作，并且DCM-CRM转换确定模块502动态地确定DCM和CRM 之间的转换。在至少一个实施方式中，动态DCM-CRM转换确定模块502 在开关控制信号CS_P的周期内动态地确定开关508的最小非导通时间 （T2_{DYN_MIN}+T3）。开关508的最小非导通时间（T2_{DYN_MIN}+T3）等于动态 地确定的最小回扫时间T2_{DYN_MIN}加上闲置时间T3。然后，开关控制信号 发生器524控制开关508在开关控制信号CS_P的每个周期内强制执行最小 非导通时间（T2_{DYN_MIN}+T3）。在开关控制信号CS_P的周期TT从大于T1+ (T2_{DYN_MIN}+T3)转变成等于T1+(T2_{DYN_MIN}+T3)时，开关控制信号发生器524 以DCM操作开关功率转换器506。在开关控制信号CS_P的周期TT从T1+ (T2_{DYN_MIN}+T3)转变成等于小于T1+(T2_{DYN_MIN}+T3)时，开关控制信号发生 器524以CRM操作开关功率转换器506。因此，开关功率转换器506以 DCM和CRM双模式进行操作，DCM-CRM转换确定模块502动态地确 定DCM和CRM之间的转换。

图8描述了DCM-CRM转换的曲线图800，以示出在开关功率转换 器506的DCM和CRM操作之间的一个示例性转换以及在开关控制信号 CS_P的周期TT和整流输入电压V_X之间的关系。如果DCM-CRM转换确 定模块502提高最小非导通时间（T2_{DYN_MIN}+T3），那么发生DCM-CRM 转换的开关控制信号CS_P的周期TT以及转变电压V_{X_TRAN}也增大。相反， 如果DCM-CRM转换确定模块502减小最小非导通时间（T2_{DYN_MIN}+T3）， 那么发生DCM-CRM转换的开关控制信号CS_P的周期TT以及转变电压 V_{X_TRAN}也减小。

图9描述了DCM-CRM转换确定模块900，该模块表示DCM-CRM 转换确定模块502的一个实施方式。T2计数器902从次级传感电路522 接收输入信号T2_SENSE（图5）。T2_SENSE输入信号与方波相似，并且 在回扫周期T2结束时，通过正弦的方式衰减。因此，在T2_SENSE值从 峰值减小为将近0时，T2_SENSE表示回扫周期T2结束。T2计数器902 接收T2_SENSE信号，并且通过从T2_SENSE信号从零转变成正值时直 到T2_SENSE值减小为0时，进行计数，从而利用时钟信号CLK确定回 扫周期T2的持续时间。T2计数器902提供计数值作为在时变整流输入电 压V_X的大约峰值电压处发生的经测量的回扫周期时间T2。因此，在至少 一个实施方式中，由控制器504用于控制在开关功率转换器506的DCM 和CRM之间转换的经测量的开关时间参数值为在时变整流输入电压V_X的大约峰值电压处发生的回扫时间T2。在其他实施方式中，用于控制 DCM-CRM转换的经测量的开关时间参数（例如，经测量的回扫时间T2） 与时变电压（例如，整流输入电压V_X）对应，但是不必在峰值时变电压 的时间发生。例如，在时变电压的大约峰值以外的时间，可测量经测量的 开关时间参数，并且该参数可缩放为与提供给开关功率转换器506的时变 电源电压的大约峰值电压对应的值。

T2峰值检波器904接收回扫持续时间输出信号T2，并且在当前值 T2(n)小于用于整流输入电压V_X的当时周期的前一个值T2(n-1)时，确定 T2的峰值（即，最大值）。“n”为索引参考。T2峰值检波器904生成 T2_PEAK输出信号，该信号表示用于整流输入电压V_X的当时周期的峰值 回扫值。

然后，DCM-CRM转换确定模块900生成最小回扫值T2_{DYN_MIN}。用 于生成最小回扫值T2_{DYN_MIN}的过程和参数为设计选择问题。在至少一个 实施方式中，DCM-CRM转换确定模块900使T2_PEAK值乘以值 CRM_WINDOW。在与T2_PEAK值相乘时，CRM_WINDOW值建立最小 T2_{DYN_MIN}，从而建立控制器504进行CRM操作的窗口（图5）。 CRM_WINDOW的特定值为设计选择问题。在至少一个实施方式中， CRM_WINDOW值的选择基于CRM_WINDOW对EMI的影响、总谐波 失真以及易于计算进行设置。在至少一个实施方式中，CRM_WINDOW的 值小于1并且大于0.125。在至少一个实施方式中，CRM_WINDOW值恒 定，例如，0.75。已经发现等于0.75的CRM_WINDOW在较高整流输入 电压值V_X处的CRM效率和在较低整流输入电压值V_X处的DCM较低开 关频率之间提供良好的平衡。DCM-CRM转换确定模块900包括接收信号 T1_END的定时器908，该信号表示充电周期T1结束。一旦充电周期T1 结束，T2_{DYN_MIN}值就变得有效。定时器908也将闲置周期T3加到T2_{DYN_MIN} 内，以生成开关控制信号CS_P的最小非导通时间。值T3为设计选择问题。 在至少一个实施方式中，值T3被设置为使得在开关508上的电压大约为 最小值时充电周期开始。例如，如果开关508为FET，那么寄生效应会产 生谐振漏极到源极电压。周期T3提供闲置时间，以允许漏极到源极电压 减小，从而在漏极到源极电压基本上最小时，充电周期T1开始。

开关控制信号CS_P的周期TT和次级侧电流i_S的回扫周期在数学上的 关系为TT=T1+T2+T3。在至少一个实施方式中，回扫周期T2由次级 传感电路522检测（图5），并且T1和T3的值由控制器504决定。因此， 本领域的技术人员会理解的是，在另一个实施方式中，DCM-CRM转换确 定模块900可动态地限制开关控制信号CS_P的周期TT，以对在DCM和 CRM之间的转换具有相同的影响。

图10描述了开关控制信号发生器1000，该发生器表示图5的开关控 制信号发生器524的一个实施方式。通过用乘法器1002使开关控制信号 CS_P的先前周期的回扫时间T2乘以i_{P_PEAK}、CD_LOAD的一半，从而开关 控制信号发生器1000确定传输给负载516的电荷CD_LOAD。在至少一 个实施方式中，“i_{P_PEAK}”表示在充电周期T1结束时初级电流ip的目标值。 T2·i_{P_PEAK}/2表示传送给负载516的电荷。通过用乘法器1004使开关控制 信号CS_P的当前周期的周期TT乘以i_{S_TARGET}/n，开关控制信号发生器1000 还确定传送给负载516的所需电荷CD_DESIRED。“n”表示初级侧线圈 510与次级侧线圈514的一个的匝比。“i_{S_TARGET}”表示在变压器512的次 级侧上的平均所需目标电流，并且i_{S_TARGET}/n将i_{S_TARGET}值转换成初级侧 值，用于与初级侧i_{P_PEAK}的当前值进行比较。通过从传送给负载的所需电 荷CD_DESIRED中减去传送给负载的电荷CD_LOAD，以生成电荷传送 误差信号CD_ERR，组合器1006比较传送给负载516的电荷与传送给负 载516的所需电荷。电荷传送误差信号CD_ERR的平均零值表示适当地 调节的次级侧电流i_S，并且开关功率转换器506将所需的功率量传送给负 载516。因此，如果负载516包括灯，那么该灯具有所需亮度。

如果电荷传送误差信号CD_ERR的值为负值，那么比例积分器控制 器1008抑制误差信号CD_ERR并且减小充电时间T1，电荷传送误差信号 CD_ERR的值为负值表示传送给负载506的实际电荷大于目标电荷传送。 如果误差信号CD_ERR的值为正值，那么比例积分器控制器1008增大充 电时间T1，误差信号CD_ERR的值为正值表示传送给负载506的实际电 荷小于目标电荷传送。脉宽调制器1010接收开关508的最小非导通时间 T2_{DYN_MIN}+T3和充电时间T1。脉宽调制器1010根据充电时间T1生成开 关控制信号CS_P，同时强制执行最小非导通时间T2_{DYN_MIN}+T3。在至少一 个实施方式中，通过在DCM操作中将T1保持为基本上恒定，获得良好 的功率系数校正。

DCM-CRM转换确定模块900和开关控制信号发生器1000可使用离 散模拟和/或数字元件实现，作为储存在存储器内并且由处理器可执行的代 码或者离散和/或模拟元件和代码的组合实现。

图11描述了复合的DCM-CRM转换图1100，其在相对于平均初级电 流i_{P_AVG}和开关控制信号CS_P周期TT的两个不同的整流输入电压V_X方面 包括说明性DCM-CRM转换。参照图5、7和图11，由于DCM-CRM转 换确定模块900使用在时变整流输入电压V_X的大约峰值电压处发生的经 测量的回扫时间控制开关功率转换器506在DCM和CRM之间的转换， 所以在整流输入电压V_X的峰值改变时，DCM和CRM操作之间的转换点 也改变。在图6中，在调光器104为前缘调光器并且相位切割角大于90° 时，整流输入电压V_X的峰值改变。例如，在图7中，V_{X_PEAK_1}大于V_{X_PEAK_2}， 因此，DCM-CRM转换确定模块900确定，随着整流输入电压V_X的峰值 减小，由例如开关控制信号CS_P的非导通时间描述的DCM和CRM转换 之间的转换点减小。在图11中，为了将相同的能量传送给负载516，随着 峰值整流输入电压V_X的减小，平均峰值电流i_{P_AVG}增大。由i_{P_AVG}表示的 DCM-CRM转换对V_X的图1102和开关控制信号CS_P周期TT对V_X的图 1104表示随着整流输入电压V_X的峰值减小，DCM和CRM之间的转换点 减小，并且相应地，随着整流输入电压V_X的峰值增大，DCM和CRM之 间的转变点增大。

图12描述了表示电子系统500的一个实施方式的电子系统1200。电 子系统1200包括具有开关控制信号发生器1204和DCM-CRM转换确定 模块1206的控制器1202，它们表示控制器504、开关控制信号发生器524 和DCM-CRM转换确定模块502的各个实施方式。开关1208表示开关508 的一个实施方式。通常，电子系统1200使用源极跟随器控制FET1212和 限流器1210控制初级电流i_P的峰值i_{P_PEAK}。限流器1210将初级电流i_P限 制为由信号C_SCALE和/或C_IREF建立的峰值i_{P_PEAK}。通过使用缩放信号C_SCALE缩放限流器1210的电流镜，和/或通过使用电流参考控制信号C_IREF控制用 于电流镜的参考电流i_REF，开关控制信号发生器1204控制峰值初级电流 i_{P_PEAK}。FET1213和1214实现电流镜。在至少一个实施方式中，使用多 个并联连接的FET（未显示），实现FET1212和/或1214。在至少一个实 施方式中，缩放因子控制信号C_SCALE改变用于实现FET1212和/或1214 的FET的数量，从而改变缩放因子。例如，在至少一个实施方式中，一个 FET用于实现FET1212，并且与用于实现FET1212的一个FET相同的 200个FET用于实现FET1214，其提供200的缩放因子。通过禁用用于实 现FET1214的一个或多个FET，开关控制信号发生器1204改变缩放因子 Z。电流参考控制信号C_IREF控制由电流源1215生成的参考电流i_REF的值。

通过使用开关控制信号CS_{P_0}控制FET1216的导通，开关控制信号 发生器1204控制FET1212的导通。FET1212具有固定的栅极偏压V_G， 在至少一个实施方式中，该电压为+12V。开关控制信号在图6中为 开关控制信号CS_P的倒置版本。在关闭FET1216时，FET1212导通，直 到初级电流i_p基本上等于i_REF*Z。由于开关控制信号发生器1204可控制 i_REF和/或Z的值，所以开关控制信号发生器1204设置峰值初级电流i_{P_PEAK}。 在打开FET1216时，关闭FET1212，并且初级电流i_P停止流过变压器1226 的初级线圈1228。变压器1226表示变压器512的一个实施方式。

比较器1218比较FET1212的电源电压和阈值电压T1_END_TH。在 充电周期T1结束时，实际初级电流i_P达到设置的初级电流i_{P_PEAK}。在实 际的初级电流i_P达到由开关控制信号发生器1204设置的峰值初级电流 i_{P_PEAK}时，FET1212的电源电压开始快速增大。比较器1218比较FET1212 的电源电压和阈值电压T1_END_TH。在FET1212的电源电压大于阈值电 压T1_END_TH时，初级电流i_P已经达到峰值电流值i_{P_PEAK}，这表示充电 周期T1结束。阈值电压T1_END_TH被设置为使得在FET1212的电源电 压高于阈值电压T1_END_TH时，输出信号T1_END成为表示充电周期 T1结束的逻辑1。阈值T1_END_TH的特定值为设计选择问题，例如为 +5V。

负载1220表示负载516的一个实施方式（图5）。负载1220包括回 扫二极管1222，用于防止负载电容器1222通过变压器1226的次级线圈 1224放电。次级电流i_S为负载电容器1223充有用于灯1230的负载电压 V_LD。在至少一个实施方式中，灯1230包括一个或多个LED和/或一个或 多个荧光灯。

次级传感电路1232表示次级传感电路522的一个实施方式（图5）。 次级传感电路1232允许DCM-CRM转换确定模块1206检测回扫周期T2 的结束。次级传感电路1232包括与变压器1226耦合的辅助绕组1234。变 压器1226在辅助绕组1234上感应辅助电压V_AUX，该电压与在次级绕组 1224上的电压对应。回扫二极管1236防止次级辅助电流i_{S_AUX}反向穿过 辅助绕组1234。次级辅助电流i_{S_AUX}在分压器电阻1238和1240上形成电 压T2_SENSE。因此，电压T2_SENSE直接跟踪次级电流i_S。因此，电压 T2_SENSE表示在电压快速升高时回扫周期T2的开始，并且表示在电压 T2_SENSE减小为大约0V时回扫周期T2的结束。

图13描述了用于操作开关控制信号发生器1204的示例性状态机 1300。参照图12和13，状态机1300在状态1302开始，并且将开关控制 信号设为逻辑0，以关闭FET1216并且允许FET1212导通。在FET 1212开始导通时，充电周期T1开始。状态1304等待，直到充电周期T1 结束。在初级电流i_P达到由限流器1210限制的峰值初级电流i_{P_PEAK}时， 充电周期T1结束。状态1306关闭FET1216，以使FET1213的栅极放电， 并且防止FET1212和1213在回扫周期T2和闲置时间T3内导通。从由 T2_SENSE信号降低为大约0V表示的完成回扫周期开始，状态1308等待。 状态1310等待额外的闲置时间T3，以例如允许在FET1212上的电压V_DS下降为最低值。状态1312更新目标初级电流i_PTARGET，以跟踪整流输入电 压V_X的增大的值，从而提供功率因数校正。然后，状态机1300重复在状 态1302开始的状态循环。

图14描述了升压/降压转换器1400，其配置有电容器1402、电感器 1404以及回扫二极管1406。升压/降压转换器1400表示开关功率转换器 506的一个实施方式。在至少一个实施方式中，通过与先前结合开关功率 转换器506进行描述的方式相同的方式，控制器504控制升压/降压转换器 1400。

因此，电子系统包括控制器，用于提供开关功率转换器的至少双模式 导电控制。通过使用具有与时变电源电压（例如，整流输入电压V_X）的 大约峰值对应的值的经测量的开关时间参数，动态地确定开关功率转换器 的控制开关的最小非导通时间，从而该控制器动态地补偿电子系统的变化 参数。

虽然已经详细描述了实施方式，但是应理解的是，在不背离由所附权 利要求定义的本发明的精神和范围的情况下，可对这些实施方式进行各种 变化、替换和变更。