一种在谐波平面在线辨识双三相电机参数的方法及装置

摘要

本发明具体涉及一种在谐波平面在线辨识双三相电机参数的方法及装置，属于机电技术领域。本发明提出的方法包括以下步骤：在电机矢量控制系统中对采集的相电流进行坐标变换，得到基波和谐波平面的反馈电流；根据基波平面的反馈电流可计算出基波平面的参考电压以及谐波平面的参考电流；根据谐波平面的参考电流以及反馈电流的误差可计算出定子电阻和定子漏感，以及谐波平面的参考电压；根据基波和谐波平面的参考电压可计算出ABC和UVW两套绕组的参考电压；最后按照三相PWM策略计算出逆变器开关管的导通状态与时间，驱动电机运行。本发明具有辨识准确度高，辨识结果不依赖其他电机参数，快速收敛，算法及装置简单，易于实现的优点。

说明书

技术领域

本发明具体涉及一种在谐波平面在线辨识双三相电机参数的方法及装置， 属于机电技术领域。

背景技术

与三相电机相比，多相电机具有转矩脉动低、可靠性高、容错性能强等优 点。双三相电机正是多相电机中应用与研究最为广泛的一种，其两套定子绕组 在空间上相差30°，中性点未连接，由两套并联电压型逆变器供电，可有效消除 六次谐波转矩脉动并明显减少转子电流谐波分量，从而降低转子损耗。

双三相电机参数尤其是定转子电阻和互感参数的准确程度对控制性能的优 劣起着决定性的作用。在早期的电机控制系统中，对转子时间常数精度要求很 高的转子磁场定向矢量控制系统应用较为广泛，因而对转子电阻和互感参数辨 识的研究得到了众多学者的关注。而随着近年来无速度传感器和直接转矩控制 方法的研究和应用的兴起，越来越多的学者开始关注定子电阻参数的辨识。

在绝大多数无速度传感器算法中，无论是基于电机模型的直接计算，还是 通过模型参考自适应（MRAS）估算转速，都需要精确的电机参数（包括定子电 阻）。而在传统的直接转矩控制中，定子磁链的计算一般采用电压-电流模型，在 低速时由于定子电阻压降的影响不能忽略，定子电阻随温度变化，定子磁链发 生比较严重的畸变，从而影响系统的性能。同理，许多利用电压模型推算转子 磁通和电机转速的方案，必然会遇到电机参数变化引起的控制性能下降的问题， 尤其是低速运行时定子电阻变化对系统稳定性和速度控制精度由极大影响。因 此如何准确检测定子电阻的变化抑制是改善系统性能的首要问题，得到了许多 专家学者的关注。

目前关于定子电阻在线辨识的算法主要可以分为三类：第一类方法利用一 些测量值以及相应的感应电机模型直接计算定子电阻，譬如利用反电动势模型、 电压-电流模型等；第二类方法通过自适应策略进行辨识，包括基于观测器的方 法和模型参考自适方法；第三类是基于人工智能的方法，譬如神经网络、模糊 控制等。以上方法主要应用于三相感应电机，而鉴于双三相感应电机和传统三 相电机数学模型的相似性，上面的方法也可应用于双三相感应电机。但以上方 法主要存在的问题，一是大部分的辨识方法不具备鲁棒性，依赖电机其他参数 的准确性；二是算法复杂，计算量大，不具有通用性。

如图1所示双三相电机变频调速系统主回路示意图；驱动双三相异步感应 电机的逆变器为两套三相两电平电压型逆变器并联而成，其中ABC三相桥臂为 一套，A相桥臂中点接电机A相定子绕组AS，B相桥臂中点接电机B相定子绕 组BS，C相桥臂中点接电机C相定子绕组CS；UVW三相桥臂为另外一套，U 相桥臂中点接电机U相定子绕组US，V相桥臂中点接电机V相定子绕组VS， W相桥臂中点接电机W相定子绕组WS。图（a）中，可以看到A相分别与上 管T₁和下管T₂相连；B相分别与上管T₃和下管T₄相连；C相分别与上管T₅和 下管T₆相连；U相分别与上管T₇和下管T₈相连；V相分别与上管T₉和下管T₁₀相连；W相分别与上管T₁₁和下管T₁₂相连；由图（b）双三相异步感应电动机 图；可以看到双三相异步感应电机由两套空间上互差30°的三相绕组组成，其中 ABC三相各相之间角度为120°，UVW各相之间为120°，ABC与UVW绕组角 度为30°。

现有双三相电机参数辨识的装置的组成如下：

同步角度计算单元，接收转速信号采样单元采集的转速信号n_r(n)以及励磁 电流给定值i_sd^*(n)和转矩电流给定值i_sq^*(n)，计算得到同步角度θ(n)；

d轴电流误差单元，根据PARK变换αβ/dq单元送来的d坐标反馈电流i_sd(n) 和励磁电流给定值i_sd^*(n)，得到d轴电流误差Δi_sd(n)；

q轴电流误差单元，根据PARK变换αβ/dq单元送来的q轴反馈电流i_sq(n) 和励磁电流给定值i_sq^*(n)，得到q轴电流误差Δi_sq(n)；

励磁电流PI调节器，根据d轴电流误差Δi_sd(n)，计算得到d轴参考电压给 定值u_sd^*(n)；

转矩电流PI调节器，根据q轴电流误差Δi_sx(n)，计算得到q轴参考电压给 定值u_sq^*(n)；

PARK变换αβ/dq单元，将αβ基波平面的α轴反馈电流i_sα(n)和β轴反馈电 流i_sβ(n)变换到同步旋转dq坐标系下，得到同步旋转dq坐标系下的d轴反馈电 流i_sd(n)和q轴反馈电流i_sq(n)；

反PARK变换dq/αβ单元，根据同步角度计算单元计算得到的同步角度θ(n)， 将同步旋转dq坐标系下的d轴参考电压u_sd^*(n)和q轴参考电压u_sq^*(n)变换到静 止αβ坐标系上，得到静止αβ坐标系α轴的参考电压u_sα^*(n)和β轴的参考电压 u_sβ^*(n)；

ABC三相PWM调制单元，根据谐波平面电压注入单元产生的ABC绕组的 参考电压U_abc^*，计算与该套绕组连接的三相逆变器三个上管T₁、T₃和T₅的导通 与关断的状态及时间；

UVW三相PWM调制单元，根据谐波平面电压注入单元产生的ABC绕组 的参考电压U_uvw^*，计算与该套绕组连接的三相逆变器三个上管T₇、T₉和T₁₁的导 通与关断的时间；

T₆坐标变换单元，将六相采样电流值由自然坐标系ABCUVW变换到 αβz₁z₂o₁o₂坐标系；

六相电流极性判断单元，根据T₆变换单元提供的α轴反馈电流i_sα(n)和β轴 反馈电流i_sβ(n)判断六相电流的极性；

死区补偿单元，根据六相电流的极性sgn[i_sxα(n)]判断x相上管导通时间增加 死区时间或者减少死区时间；

相电流采样单元，用来采样双三相电机的ABUV四相电流，并计算CW两 相的电流；

转速信号采样单元，用来采集电机的转速信号n_r(n)。

目前，这些辨识装置和方法大部分不具备鲁棒性且依赖电机其他参数的准 确性（要求其他参数的准确性高），以及算法复杂、计算量大，不具有通用性。

发明内容

本发明针对目前大部分的辨识方法不具备鲁棒性且依赖电机其他参数的准 确性高以及算法复杂、计算量大且不具有通用性的不足，一种在谐波平面在线 辨识双三相电机参数的方法及装置。

一种在谐波平面在线辨识双三相电机参数的装置，该装置由同步角度计算 单元、励磁电流PI调节器、转矩电流PI调节器、PARK变换αβ/dq单元、反PARK 变换dq/αβ单元、谐波平面电压注入单元、谐波平面电机参数在线参数辨识单元、 T₆坐标变换单元、六相电流极性判断单元、ABC三相PWM调制单元、UVW三 相PWM调制单元、死区补偿单元、相电流采样单元、转速信号采样单元、d轴 电流误差单元、q轴电流误差单元、并联三相两电平电压型逆变器和双三相异步 感应电机组成；其中，

所述同步角度计算单元分别与PARK变换αβ/dq单元、反PARK变换dq/αβ 单元和转速信号采样单元相连；

所述d轴电流误差单元与励磁电流PI调节器相连；

所述q轴电流误差单元与转矩电流PI调节器相连；

所述反PARK变换dq/αβ单元分别与励磁电流PI调节器、转矩电流PI调节 器、谐波平面电压注入单元和同步角度计算单元相连；

所述PARK变换αβ/dq单元分别与d轴电流误差单元、q轴电流误差单元和 T₆坐标变换单元相连；

所述谐波平面电压注入单元分别与ABC三相PWM调制单元、UVW三相 PWM调制单元和谐波平面电机参数在线参数辨识单元相连；

所述T₆坐标变换单元分别与PARK变换αβ/dq单元、相电流采样单元、六 相电流极性判断单元和谐波平面电机参数在线参数辨识单元相连；

所述六相电流极性判断单元与死区补偿单元相连；

所述死区补偿单元分别与ABC三相PWM调制单元、UVW三相PWM调 制单元；

所述ABC三相PWM调制单元与UVW三相PWM调制单元相连；

所述双三相异步感应电机分别与ABC三相PWM调制单元、UVW三相 PWM调制单元、相电流采样单元和转速信号采样单元相连。

所述谐波平面电压注入单元由运算单元Q1-Q6和系数单元K1-K7组成；

所述Q1为减法运算单元，将基波平面α轴参考电压u_sα^*与谐波平面z1轴 参考电压u_sz1^*相减，得到的差值再经过K1系数单元除以2，得到ABC绕组α 轴参考电压u_{sα_abc}^*；

所述Q2为加法运算单元，将基波平面α轴参考电压u_sα^*与谐波平面z₁轴参 考电压u_sz1^*相加，得到的和再经过K2系数单元除以2，得到UVW绕组α轴参 考电压u_{sα_uvw}^*；

所述Q3为加法运算单元，将基波平面β轴参考电压u_sβ^*与谐波平面z₂轴参 考电压u_sz2^*相加，得到的和再经过K3系数单元除以2，得到ABC绕组β轴参 考电压u_{sβ_abc}^*；

所述Q4为减法运算单元，将基波平面β轴参考电压u_sβ^*与谐波平面z₂轴参 考电压u_sz2^*相减，得到的差再经过K4系数单元除以2，得到UVW绕组β轴参 考电压u_{sβ_uvw}^*；

所述ABC绕组β轴参考电压u_{sβ_abc}^*经过K5系数单元成为虚数，再通过Q5 加法单元与u_{sα_abc}^*相加，即得到ABC绕组参考电压矢量U_abc^*；

所述UVW绕组β轴参考电压u_{sβ_uvw}^*经过K6系数单元成为虚数，再通过 Q6加法单元与u_{sα_uvw}^*相加，得到的和再通过K7系数单元即得到UVW绕组参 考电压矢量U_uvw^*；

K1-K4系数单元的作用是将输入值除以2；

K5-K6系数单元的作用是将输入值变成复矢量的虚部；

K7系数单元的作用是将复矢量顺时针旋转π/6弧度，其中，

e^-jπ/6=cos(π/6)-sin(π/6)·j；

所述Q1与K1、Q5依次相连；

所述Q2与K2、Q6依次相连；

所述Q3与K3、K5依次相连；

所述Q4与K4、K6依次相连；

所述Q6与K7相连。

所述谐波平面电机参数在线参数辨识单元由谐波平面电流指令单元、坐标 变换z₁z₂/mt单元、t轴电流PI调节器、m轴电流PI调节器、定子漏感计算单元 和谐波平面参考电压计算单元组成；其中，

所述谐波平面电流指令单元与坐标变换z₁z₂/mt单元相连；

所述m轴电流PI调节器分别与谐波平面参考电压计算单元、谐波平面电流 指令单元和定子漏感计算单元相连；

所述坐标变换z₁z₂/mt单元与t轴电流PI调节器和定子漏感计算单元依次相 连。

一种在谐波平面在线辨识双三相电机参数的方法，该方法包括以下步骤：

步骤1：在第n个控制周期开始时刻，相电流采样单元对双三相电机A、B、 U、V四相电流进行采样，得到A相采样电流值i_sa(n)、B相采样电流值i_sb(n)、 U相采样电流值i_su(n)和V相采样电流值i_sv(n)，并根据以下两式计算得到C相电 流值i_sc(n)和W相电流值i_sw(n)；

i_sc(n)=-i_sa(n)-i_sb(n)；

i_sw(n)=-i_su(n)-i_sv(n)；

步骤2：T₆坐标变换单元接收相电流采样单元送来的A、B、C、U、V和W 的六相采样电流值后，T₆坐标变换单元按下式将六相采样电流值由自然坐标系 ABCUVW变换到αβz₁z₂o₁o₂坐标系；

$\left(\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{s\alpha }}\left(n\right)\\ i_{\mathrm{s\beta }}\left(n\right)\\ i_{\mathrm{sz}1}\left(n\right)\\ i_{\mathrm{sz}2}\left(n\right)\\ i_{\mathrm{so}1\left(n\right)}\\ i_{\mathrm{so}2}\left(n\right)\end{array}\right)=T_6\left(\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{sa}}\left(n\right)\\ i_{\mathrm{sb}}\left(n\right)\\ i_{\mathrm{sc}}\left(n\right)\\ i_{\mathrm{su}}\left(n\right)\\ i_{\mathrm{sv}}\left(n\right)\\ i_{\mathrm{sw}}\left(n\right)\end{array}\right),$

其中，αβ坐标系所在平面被称为基波平面，z₁z₂坐标系所在平面被称为谐波 平面；i_sα(n)为基波平面α坐标反馈电流；i_sβ(n)为基波平面β坐标反馈电流；i_sz1(n)为谐波平面z₁轴反馈电流；i_sz2(n)为谐波平面z₂轴反馈电流；T₆变换矩阵为：

$T_6=\frac{1}{3}\left(\begin{array}{cccccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}& 0\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}& \frac{1}{2}& \frac{1}{2}& -1\\ 1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}& \frac{\sqrt{3}}{2}& 0\\ 0& -\frac{\sqrt{3}}{2}& \frac{\sqrt{3}}{2}& \frac{1}{2}& \frac{1}{2}& -1\\ 1& 1& 1& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& 1& 1& 1\end{array}\right);$

步骤3：同步角度计算单元接收转速信号采样单元采集的转速信号n_r(n)、励 磁电流给定值i_sd^*(n)和转矩电流给定值i_sq^*(n)，计算得到同步角度θ(n)；

（1）根据转速信号n_r(n)按下式计算得到转子电角速度ω_r(n)：

${\omega }_r\left(n\right)=\frac{2{\mathrm{\pi n}}_p{n}_r\left(n\right)}{60};$

其中，n_p为转子极对数，n_r单位为转/分；

（2）根据励磁电流给定值i_sd^*(n)和转矩电流给定值i_sq^*(n)按下式计算得到 转差电角频率ω_sl(n)：

${\omega }_{\mathrm{sl}}\left(n\right)=\frac{{i_{\mathrm{sq}}}^{*}\left(n\right)}{{i_{\mathrm{sd}}}^{*}\left(n\right)}\times \frac{1}{{\tau }_r};$

其中，τ_r为转子时间常数；

（3）根据电角速度ω_r(n)和转差频率ω_sl(n)按下式计算得到同步频率 ω_s(n)：

ω_s(n)=ω_r(n)+ω_sl(n)；

（4）最后根据同步频率ω_s(n)，按下式得到同步角度θ(n)：

θ(n)=θ(n-1)+ω_s(n)T_s；其中，T_s为PWM周期；

步骤4：PARK变换αβ/dq单元将αβ基波平面的α轴反馈电流i_sα(n)和β轴 反馈电流i_sβ(n)变换到同步旋转dq坐标系下，按下式得到同步旋转dq坐标系下 的d轴反馈电流i_sd(n)和q轴反馈电流i_sq(n)：

$\left(\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{sd}}\left(n\right)\\ i_{\mathrm{sq}}\left(n\right)\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}\cos \theta \left(n\right)& -\sin \theta \left(n\right)\\ \sin \theta \left(n\right)& \cos \theta \left(n\right)\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{s\alpha }}\left(n\right)\\ i_{\mathrm{s\beta }}\left(n\right)\end{array}\right);$

步骤5：d轴电流误差单元根据PARK变换αβ/dq单元送来的d坐标反馈电 流i_sd(n)和励磁电流给定值i_sd^*(n)，按下式得到d轴电流误差Δi_sd(n)：

Δi_sd(n)=i_sd^*(n)-i_sd(n)；

步骤6：励磁电流PI调节器单元根据d轴电流误差单元提供的d轴电流误 差Δi_sd(n)，按下式计算得到d轴参考电压给定值u_sd^*(n)：

u_sd^*(n)=u_sd^*(n-1)+k_pud(Δi_sd(n)-Δi_sd(n-1))+k_iudΔi_sd(n)T_s；

其中，k_pud和k_iud分别为励磁电流PI调节器比例系数与积分系数；

步骤7：q轴电流误差单元根据PARK变换αβ/dq单元送来的q轴反馈电流 i_sq(n)和励磁电流给定值i_sq^*(n)，按下式得到q轴电流误差Δi_sq(n)：

Δi_sq(n)=i_sq^*(n)-i_sq(n)；

步骤8：转矩电流PI调节器单元根据q轴电流误差单元提供的q轴电流误 差Δi_sq(n)，按下式计算得到q轴参考电压给定值u_sq^*(n)：

u_sq^*(n)=u_sq^*(n-1)+k_puq(Δi_sq(n)-Δi_sq(n-1))+k_iuqΔi_sq(n)T_s；

其中，k_puq和k_iuq分别为转矩电流PI调节器比例系数与积分系数；

步骤9：反PARK变换dq/αβ单元根据同步角度θ(n)，将同步旋转dq坐标系 下的d轴参考电压u_sd^*(n)和q轴参考电压u_sq^*(n)变换到静止αβ坐标系，得到下 式静止αβ坐标系α轴的参考电压u_sα^*(n)和β轴的参考电压u_sβ^*(n)：

$\left(\begin{array}{c}{u_{\mathrm{s\alpha }}}^{*}\left(n\right)\\ {u_{\mathrm{s\beta }}}^{*}\left(n\right)\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}\cos \theta & \sin \theta \\ -\sin \theta & \cos \theta \end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{u_{\mathrm{sd}}}^{*}\left(n\right)\\ {u_{\mathrm{sq}}}^{*}\left(n\right)\end{array}\right);$

步骤10：谐波平面电机参数在线辨识单元通过谐波平面电机参数在线辨识 方法，得到电机定子电阻与漏感和谐波平面z₁轴参考电压u_sz1^*(n)和 z₂轴参考电压u_sz2^*(n)；

步骤11：谐波平面电压注入单元根据反PARK变换dq/αβ单元送来的α轴 的参考电压u_sα^*(n)和β轴的参考电压u_sβ^*(n)，以及谐波平面电机参数在线辨识 单元送来的谐波平面z₁轴参考电压u_sz1^*(n)和z₂轴参考电压u_sz2^*(n)，计算ABC 绕组的参考电压U_abc^*和UVW绕组的参考电压U_uvw^*：

${U_{\mathrm{abc}}}^{*}=\frac{{u_{\mathrm{s\alpha }}}^{*}+{u_{\mathrm{sz}1}}^{*}}{2}+\frac{{u_{\mathrm{s\beta }}}^{*}-{u_{\mathrm{sz}2}}^{*}}{2}·j;$

${U_{\mathrm{uvw}}}^{*}=(\frac{{u_{\mathrm{s\alpha }}}^{*}-{u_{\mathrm{sz}1}}^{*}}{2}+\frac{{u_{\mathrm{s\beta }}}^{*}+{u_{\mathrm{sz}2}}^{*}}{2}·j)·e^{-\mathrm{j\pi }/6};$

步骤12：ABC三相PWM调制单元接收谐波平面电压注入单元送来的ABC 绕组的参考电压U_abc^*和UVW三相PWM调制单元接收谐波平面电压注入单元送 来的UVW绕组的参考电压U_uvw^*，ABC三相PWM调制单元和UVW三相PWM 调制单元按照三相空间电压矢量调制SVPWM方法，计算得到并联三相电压型 逆变器六个上管T1、T3、T5、T7、T9和T11在第n个PWM周期内的导通与 关断时间；

步骤13：六相电流极性判断单元根据T₆变换单元提供的α轴反馈电流i_sα(n) 和β轴反馈电流i_sβ(n)判断六相电流的极性；

（1）通过T₆变换单元提供的α轴反馈电流i_sα(n)和β轴反馈电流i_sβ(n)，根 据下式得到重构的六相电流的A相采样电流值i’_sa(n)、B相采样电流值i’_sb(n)、 U相采样电流值i’_su(n)、V相采样电流值i’_sv(n)、C相电流值i’_sc(n)和W相电流 值i’_sw(n)；

$\left(\begin{array}{c}{i_{\mathrm{sa}}}^{\prime }\left(n\right)\\ {i_{\mathrm{sb}}}^{\prime }\left(n\right)\\ {i_{\mathrm{sc}}}^{\prime }\left(n\right)\\ {i_{\mathrm{su}}}^{\prime }\left(n\right)\\ {i_{\mathrm{sv}}}^{\prime }\left(n\right)\\ {i_{\mathrm{sw}}}^{\prime }\left(n\right)\end{array}\right)={T_6}^{-1}\left(\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{s\alpha }}\left(n\right)\\ i_{\mathrm{s\beta }}\left(n\right)\\ 0\\ 0\\ 0\\ 0\end{array}\right);$

（2）对重构的六相电流的A相采样电流值i’_sa(n)、B相采样电流值i’_sb(n)、 U相采样电流值i’_su(n)、V相采样电流值i’_sv(n)、C相电流值i’_sc(n)和W相电流 值i’_sw(n)，根据下式判断得到重构的六相电流的每相电流的极性；

$\mathrm{sgn}\left[i_{\mathrm{sx}}\left(n\right)\right]=\left(\begin{array}{cc}1& i_{\mathrm{sx}}\left(n\right)>0\\ -1& i_{\mathrm{sx}}\left(n\right)<0\end{array},;\right)$

其中，电流极性符号用sgn[i_sx(n)]表示；x代表为A相、B相、C相、U相、V 相和W相；

步骤14：死区补偿单元根据六相电流的极性sgn[i_sxα(n)]判断x相上管导通时 间增加T_d或者减少T_d；若sgn[i_sxα(n)]>0，则x相上管导通时间增加T_d；若 sgn[i_sxα(n)]<0，则x相上管导通时间减少T_d；其中，T_d为死区时间；

步骤15：根据所述步骤12计算得到并联三相电压型逆变器六个上管T1、 T3、T5、T7、T9和T11在第n个PWM周期内的导通与关断时间以及所述步骤 14判断得到的x相上管导通时间增加T_d或者减少T_d来共同控制双三相异步感应 电动机的转动；

步骤16：该次控制周期结束，下一个控制周期重复步骤1至步骤15，并更 新辨识的定子电机定子电阻与漏感

所述谐波平面电机参数在线辨识方法包括步骤如下：

步骤S1：谐波平面电流指令单元计算得出谐波平面z₁-z₂坐标系下z₁轴的参 考电流i_sz1^*(n)和z₂轴的参考电流i_sz2^*(n)具体方法为：通过α轴反馈电流i_sα(n) 和β轴反馈电流i_sβ(n)求解以下两式：

${i_{\mathrm{sz}1}}^{*}\left(n\right)={I_{\mathrm{zref}}}^{*}\frac{i_{\mathrm{s\alpha }}\left(n\right)}{{i_{\mathrm{s\alpha }}}^2\left(n\right)+{i_{\mathrm{s\beta }}}^2\left(n\right)};$

${i_{\mathrm{sz}2}}^{*}\left(n\right)={{-I}_{\mathrm{zref}}}^{*}\frac{i_{\mathrm{s\beta }}\left(n\right)}{{i_{\mathrm{s\alpha }}}^2\left(n\right)+{i_{\mathrm{s\beta }}}^2\left(n\right)};$

其中，I_zref^*为给定z₁-z₂平面电流参考值的幅值；

将z₁轴的参考电流i_sz1^*(n)和z₂轴的参考电流i_sz2^*(n)分别顺时针旋转到其同步 旋转m-t坐标系，得到m-t坐标系下m轴参考电流i_sm^*(n)和t轴参考电流i_st^*(n)分 别为：

i_sm^*(n)=I_zref^*；

i_st^*(n)=0；

其中，参考电流矢量与z₁坐标系的角度γ(n)如下：

$\gamma \left(n\right)=\arctan \left(\frac{{i_{\mathrm{sz}2}}^{*}\left(n\right)}{{i_{\mathrm{sz}1}}^{*}\left(n\right)}\right);$

步骤S2：在谐波平面坐标变换z₁z₂/mt单元，将z₁-z₂平面的z₁轴反馈电流i_sz1(n) 和z₂轴反馈电流i_sz2(n)也旋转到m-t坐标系，得到m轴反馈参考电流i_sm(n)和t 轴反馈参考电流i_st(n)如下：

$\left(\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{sm}}\left(n\right)\\ i_{\mathrm{st}}\left(n\right)\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}\cos \gamma \left(n\right)& \sin \gamma \left(n\right)\\ -\sin \gamma \left(n\right)& \cos \gamma \left(n\right)\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{sz}1}\left(n\right)\\ i_{\mathrm{sz}2}\left(n\right)\end{array}\right);$

步骤S3：误差判断单元根据m轴参考电流i_sm^*(n)和m轴反馈参考电流i_sm(n)值 得到的m轴电流误差Δi_sm(n)=i_sm^*(n)-i_sm(n)；

步骤S4：m轴电流PI调节器单元根据误差判断单元提供的m轴电流误差 Δi_sm(n)按下式计算定子电阻：

${\hat{R}}_s\left(n\right)={\hat{R}}_s(n-1)+k_{\mathrm{pR}}({\mathrm{\Delta i}}_{\mathrm{sm}}\left(n\right)-{\mathrm{\Delta i}}_{\mathrm{sm}}(n-1))+k_{\mathrm{iR}}{\mathrm{\Delta i}}_{\mathrm{sm}}\left(n\right)T_s;$

其中，k_pR为m轴电流PI调节器单元比例系数；k_iR为m轴电流PI调节 器单元积分系数；

步骤S5：在t轴电流PI调节器单元，根据t轴反馈参考电流i_st(n)按下式计算 定子漏感：

其中，

其中，为t轴电流PI调节器单元的比例系数；为t轴电流PI调节器 单元的积分系数；

步骤S6：根据辨识得到的参数计算谐波平面mt坐标下的m轴参考电压和t 轴参考电压分别为：

${u_{\mathrm{sm}}}^{*}\left(n\right)={\hat{R}}_s\left(n\right){i_{\mathrm{sm}}}^{*}\left(n\right);$

${u_{\mathrm{st}}}^{*}\left(n\right)=-{\omega }_s\left(n\right){\hat{L}}_{\mathrm{ls}}\left(n\right){i_{\mathrm{sm}}}^{*}\left(n\right);$

通过以下两式得到z₁轴参考电压u_sz1^*(n)和z₂轴参考电压u_sz2^*(n)：

$\left(\begin{array}{c}{u_{\mathrm{sz}1}}^{*}\left(n\right)\\ {u_{\mathrm{sz}2}}^{*}\left(n\right)\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}\cos \gamma \left(n\right)& -\sin \gamma \left(n\right)\\ \sin \gamma \left(n\right)& \cos \gamma \left(n\right)\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{u_{\mathrm{sm}}}^{*}\left(n\right)\\ {u_{\mathrm{st}}}^{*}\left(n\right)\end{array}\right).$

本发明的有益效果：1、本发明不影响转矩与磁链控制性能，谐波平面电流 矢量的幅值和相位可以调节，从而可以控制两套绕组相电流的幅值差，并保证 电流相位不发生改变；2、本发明定子电阻和漏感的辨识完全不依赖电机其他参 数，对电机其他参数的变化具有鲁棒性；并且其在线辨识的调节系统与转矩、 磁链控制系统独立，不受控制系统的影响；3、算法简单，响应速度快，调节器 可保证参数快速收敛，兼容性强。

附图说明

图1为双三相电机变频调速系统主回路示意图；其中，（a）并联三相两电 平电压型逆变器图；（b）双三相异步感应电动机图；

图2为开关矢量在平面上的分布图；其中，开关矢量在α-β平面上的分布图； 开关矢量在z₁-z₂平面上的分布图；

图3为本发明装置的整体结构示意图；

图4为谐波平面电压注入单元的结构示意图；

图5为谐波平面电机参数在线辨识单元的结构示意图；

图6为z₁-z₂坐标系和m-t坐标系坐标变换图；

图7为平面产生的电压矢量的关系；其中，（a）为α-β和z₁-z₂平面产生的电 压矢量的关系；（b）为z₁-z₂平面产生的电压矢量的关系；

图8为本发明的整体流程图；

图9为采取参数辨识前后的相电流波形：其中，（a）采用参数在线辨识方 法之前相电流波形；（b）采用参数在线辨识方法之后相电流波形；

图10为采取参数辨识后相电流、励磁电流以及转矩电流波形：其中，（a） AU两相相电流波形；（b）励磁电流波形，；（c）转矩电流波形；

图11为参数在线辨识的结果；其中，（a）时辨识的定子电阻 和漏感；（b）时m-t坐标系电流波形；（c）时辨识 的定子电阻和漏感；（d）时m-t坐标系电流波形。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明做进一步说明：

如图2所示，为开关矢量在平面上的分布图；由该图可以看出，当只有一 套绕组运行时，另外一套绕组的开关状态为000或111，统一标识为XXX。显 然当两套绕组同时运行时，开关矢量应为两套绕组开关矢量的合成。以α-β平面 为例，开关状态100100对应的电压矢量为ABC绕组单独运行时开关状态100 对应的电压矢量与UVW绕组单独运行时开关状态100对应的电压矢量之和。因 此由图2中两套绕组独立运行的十二个开关矢量可以合成其余的开关矢量。同 理z₁-z₂平面中所有的开关矢量也是由两套绕组单独作用的开关矢量合成，但值 得注意的是，ABC绕组的开关矢量在α-β平面和z₁-z₂平面中的分布是关于横轴 对称的，即101XXX与110XXX，001XXX与010XXX分别对调了位置；而UVW 绕组的开关矢量在α-β平面和z₁-z₂平面中的分布是关于纵轴对称的。

如图3所示，该装置由同步角度计算单元、励磁电流PI调节器、转矩电流 PI调节器、PARK变换αβ/dq单元、反PARK变换dq/αβ单元、谐波平面电压注 入单元、谐波平面电机参数在线参数辨识单元、T₆坐标变换单元、六相电流极 性判断单元、ABC三相PWM调制单元、UVW三相PWM调制单元、死区补偿 单元、相电流采样单元、转速信号采样单元、d轴电流误差单元、q轴电流误差 单元、并联三相两电平电压型逆变器和双三相异步感应电机组成；其中，

所述同步角度计算单元分别与PARK变换αβ/dq单元、反PARK变换dq/αβ 单元和转速信号采样单元相连；

所述d轴电流误差单元与励磁电流PI调节器相连；

所述q轴电流误差单元与转矩电流PI调节器相连；

所述反PARK变换dq/αβ单元分别与励磁电流PI调节器、转矩电流PI调节 器和谐波平面电压注入单元相连；

所述PARK变换αβ/dq单元分别与d轴电流误差单元、q轴电流误差单元和 T₆坐标变换单元相连；

所述谐波平面电压注入单元分别与ABC三相PWM调制单元、UVW三相 PWM调制单元和谐波平面电机参数在线参数辨识单元相连；

所述T₆坐标变换单元分别与PARK变换αβ/dq单元、相电流采样单元、六 相电流极性判断单元和谐波平面电机参数在线参数辨识单元相连；

所述六相电流极性判断单元与死区补偿单元相连；

所述死区补偿单元分别与ABC三相PWM调制单元、UVW三相PWM调 制单元；

所述ABC三相PWM调制单元与UVW三相PWM调制单元相连；

所述双三相异步感应电机分别与ABC三相PWM调制单元、UVW三相 PWM调制单元、相电流采样单元和转速信号采样单元相连。

如图4所示，谐波平面电压注入单元的结构示意图；所述谐波平面电压注 入单元由加减运算单元Q1-Q6和系数单元K1-K7组成；所述Q1与K1、Q5依 次相连；所述Q2与K2、Q6依次相连；所述Q3与K3、K5依次相连；所述Q4 与K4、K6依次相连；所述Q6与K7相连。

所述Q1为减法运算单元，将基波平面α轴参考电压u_sα^*与谐波平面z1轴 参考电压u_sz1^*相减，得到的差值再经过K1系数单元除以2，得到ABC绕组α 轴参考电压u_{sα_abc}^*；

所述Q2为加法运算单元，将基波平面α轴参考电压u_sα^*与谐波平面z₁轴参 考电压u_sz1^*相加，得到的和再经过K2系数单元除以2，得到UVW绕组α轴参 考电压u_{sα_uvw}^*；

所述Q3为加法运算单元，将基波平面β轴参考电压u_sβ^*与谐波平面z₂轴参 考电压u_sz2^*相加，得到的和再经过K3系数单元除以2，得到ABC绕组β轴参 考电压u_{sβ_abc}^*；

所述Q4为减法运算单元，将基波平面β轴参考电压u_sβ^*与谐波平面z₂轴参 考电压u_sz2^*相减，得到的差再经过K4系数单元除以2，得到UVW绕组β轴参 考电压u_{sβ_uvw}^*；

所述ABC绕组β轴参考电压u_{sβ_abc}^*经过K5系数单元成为虚数，再通过Q5 加法单元与u_{sα_abc}^*相加，即得到ABC绕组参考电压矢量U_abc^*；

所述UVW绕组β轴参考电压u_{sβ_uvw}^*经过K6系数单元成为虚数，再通过 Q6加法单元与u_{sα_uvw}^*相加，得到的和再通过K7系数单元即得到UVW绕组参 考电压矢量U_uvw^*；

K1-K4系数单元的作用是将输入值除以2；

K5-K6系数单元的作用是将输入值变成复矢量的虚部，其中，

e^-jπ/6=cos(π/6)-sin(π/6)·j；

K7系数单元的作用是将复矢量顺时针旋转π/6弧度。

谐波平面电机参数在线辨识单元的结构示意图，如图5所示，所述谐波平 面电机参数在线参数辨识单元由谐波平面电流指令单元、坐标变换z₁z₂/mt单元、 t轴电流PI调节器、m轴电流PI调节器、定子漏感计算单元和谐波平面参考电 压计算单元组成；其中，

所述谐波平面电流指令单元与坐标变换z₁z₂/mt单元相连；

所述m轴电流PI调节器分别与谐波平面参考电压计算单元、谐波平面电流 指令单元和定子漏感计算单元相连；

所述坐标变换z₁z₂/mt单元与t轴电流PI调节器和定子漏感计算单元依次相 连。

图6为z₁-z₂坐标系和m-t坐标系坐标变换图；该图为谐波平面电机参数在 线辨识单元中的z₁z₂/mt变换单元的补充说明，说明采用该变换将谐波平面的电 压、电流等物理量由z₁-z₂坐标系变换到m-t坐标系，其中m轴与谐波平面参考 电流矢量方向一致。

图7可作为谐波平面电压注入单元的参考。一般控制双三相电机的PWM方 法是选择四个开关矢量，在α-β平面合成参考电压矢量，在z₁-z₂平面合成零电 压矢量，这样需要求解一个四元一次方程，计算非常复杂；另外对开关矢量的 选择方法很多，难以统一。本发明找出了α-β平面和z₁-z₂平面开关电压矢量分 布的关系，可以对两套绕组分别利用传统的三相SVPWM方法，即满足α-β平 面所需的参考电压，也可以控制z₁-z₂平面产生的电压。

图8为本发明的整体流程图；一种在谐波平面在线辨识双三相电机参数的 方法，该方法包括以下步骤：

步骤1：在第n个控制周期开始时刻，相电流采样单元对双三相电机A、B、 U、V四相电流进行采样，得到A相采样电流值i_sa(n)、B相采样电流值i_sb(n)、 U相采样电流值i_su(n)和V相采样电流值i_sv(n)，并根据（1）式和（2）式计算得 到C相电流值i_sc(n)和W相电流值i_sw(n)；

i_sc(n)=-i_sa(n)-i_sb(n) （1）

i_sw(n)=-i_su(n)-i_sv(n) （2）

步骤2：T₆坐标变换单元接收相电流采样单元送来的A、B、C、U、V和W 的六相采样电流值后，T₆坐标变换单元按（3）式将六相采样电流值由自然坐标 系ABCUVW变换到αβz₁z₂o₁o₂坐标系；

$\left(\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{s\alpha }}\left(n\right)\\ i_{\mathrm{s\beta }}\left(n\right)\\ i_{\mathrm{sz}1}\left(n\right)\\ i_{\mathrm{sz}2}\left(n\right)\\ i_{\mathrm{so}1}\left(n\right)\\ i_{\mathrm{so}2}\left(n\right)\end{array}\right)=T_6\left(\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{sa}}\left(n\right)\\ i_{\mathrm{sb}}\left(n\right)\\ i_{\mathrm{sc}}\left(n\right)\\ i_{\mathrm{su}}\left(n\right)\\ i_{\mathrm{sv}}\left(n\right)\\ i_{\mathrm{sw}}\left(n\right)\end{array}\right)---\left(3\right)$

其中，αβ坐标系所在平面被称为基波平面，z₁z₂坐标系所在平面被称为谐波 平面；i_sα(n)为基波平面α坐标反馈电流；i_sβ(n)为基波平面β坐标反馈电流；i_sz1(n)为谐波平面z₁轴反馈电流；i_sz2(n)为谐波平面z₂轴反馈电流；T₆变换矩阵为：

$T_6=\frac{1}{3}\left(\begin{array}{cccccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}& 0\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}& \frac{1}{2}& \frac{1}{2}& -1\\ 1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}& \frac{\sqrt{3}}{2}& 0\\ 0& -\frac{\sqrt{3}}{2}& \frac{\sqrt{3}}{2}& \frac{1}{2}& \frac{1}{2}& -1\\ 1& 1& 1& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& 1& 1& 1\end{array}\right);$

步骤3：同步角度计算单元接收转速信号采样单元采集的转速信号n_r(n)、励 磁电流给定值i_sd^*(n)和转矩电流给定值i_sq^*(n)，计算得到同步角度θ(n)；

（1）根据转速信号n_r(n)按（4）式计算得到转子电角速度ω_r(n)：

${\omega }_r\left(n\right)=\frac{2\pi n_p{n}_r\left(n\right)}{60}---\left(4\right)$

其中，n_p为转子极对数，n_r单位为转/分；

（2）根据励磁电流给定值i_sd^*(n)和转矩电流给定值i_sq^*(n)按（5）式计算得 到转差电角频率ω_sl(n)：

${\omega }_{\mathrm{sl}}\left(n\right)=\frac{{i_{\mathrm{sq}}}^{*}\left(n\right)}{{i_{\mathrm{sd}}}^{*}\left(n\right)}\times \frac{1}{{\tau }_r}---\left(5\right)$

其中，τ_r为转子时间常数；

（3）根据电角速度ω_r(n)和转差频率ω_sl(n)按（6）式计算得到同步频率

ω_s(n)：

ω_s(n)=ω_r(n)+ω_sl(n) （6）

（4）最后根据同步频率ω_s(n)，按（7）式得到同步角度θ(n)：

θ(n)=θ(n-1)+ω_s(n)T_s （7）

其中，T_s为PWM周期；

步骤4：PARK变换αβ/dq单元将αβ基波平面的α轴反馈电流i_sα(n)和β轴 反馈电流i_sβ(n)变换到同步旋转dq坐标系下，按（8）式得到同步旋转dq坐标系 下的d轴反馈电流i_sd(n)和q轴反馈电流i_sq(n)：

$\left(\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{sd}}\left(n\right)\\ i_{\mathrm{sq}}\left(n\right)\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}\cos \theta \left(n\right)& -\sin \theta \left(n\right)\\ \sin \theta \left(n\right)& \cos \theta \left(n\right)\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{s\alpha }}\left(n\right)\\ i_{\mathrm{s\beta }}\left(n\right)\end{array}\right)---\left(8\right)$

步骤5：d轴电流误差单元根据PARK变换αβ/dq单元送来的d坐标反馈电 流i_sd(n)和励磁电流给定值i_sd^*(n)，按（9）式得到d轴电流误差Δi_sd(n)：

Δi_sd(n)=i_sd^*(n)-i_sd(n) （9）

步骤6：励磁电流PI调节器单元根据d轴电流误差单元提供的d轴电流误 差Δi_sd(n)，按（10）式计算得到d轴参考电压给定值u_sd^*(n)：

u_sd^*(n)=u_sd^*(n-1)+k_pud(Δi_sd(n)-Δi_sd(n-1))+k_iudΔi_sd(n)T_s （10）

其中，k_pud和k_iud分别为励磁电流PI调节器比例系数与积分系数；

步骤7：q轴电流误差单元根据PARK变换αβ/dq单元送来的q轴反馈电流 i_sq(n)和励磁电流给定值i_sq^*(n)，按（11）式得到q轴电流误差Δi_sq(n)：

Δi_sq(n)=i_sq^*(n)-i_sq(n) （11）

步骤8：转轴电流PI调节器单元根据q轴电流误差单元提供的q轴电流误 差Δi_sq(n)，根据（12）计算得到q轴参考电压给定值u_sx^*(n)：

u_sq^*(n)=u_sq^*(n-1)+k_puq(Δi_sq(n)-Δi_sq(n-1))+k_iuqΔi_sq(n)T_s （12）

其中，k_puq和k_iuq分别为转矩电流PI调节器比例系数与积分系数；

步骤9：反PARK变换dq/αβ单元根据同步角度θ(n)，将同步旋转dq坐标系 下的d轴参考电压u_sd^*(n)和q轴参考电压u_sq^*(n)变换到静止αβ坐标系，得到下 （13）式静止αβ坐标系α轴的参考电压u_sα^*(n)和β轴的参考电压u_sβ^*(n)：

$\left(\begin{array}{c}{u_{\mathrm{s\alpha }}}^{*}\left(n\right)\\ {u_{\mathrm{s\beta }}}^{*}\left(n\right)\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}\cos \theta & \sin \theta \\ -\sin \theta & \cos \theta \end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{u_{\mathrm{sd}}}^{*}\left(n\right)\\ {u_{\mathrm{sq}}}^{*}\left(n\right)\end{array}\right)---\left(13\right)$

步骤10：通过谐波平面电机参数在线辨识单元通过谐波平面电机参数在线 辨识方法，得到电机定子电阻与漏感和谐波平面z₁轴参考电压u_sz1^*(n) 和z₂轴参考电压u_sz2^*(n)；

所述谐波平面电机参数在线辨识方法包括以下方法：

步骤S1：谐波平面电流指令单元计算得出谐波平面z₁-z₂坐标系下z₁轴的参 考电流i_sz1^*(n)和z₂轴的参考电流i_sz2^*(n)具体方法为：通过α轴反馈电流i_sα(n) 和β轴反馈电流i_sβ(n)求解以下（14）式和（15）式：

${i_{\mathrm{sz}1}}^{*}\left(n\right)={I_{\mathrm{zref}}}^{*}\frac{i_{\mathrm{s\alpha }}\left(n\right)}{{i_{\mathrm{s\alpha }}}^2\left(n\right)+{i_{\mathrm{s\beta }}}^2\left(n\right)}---\left(14\right)$

${i_{\mathrm{sz}2}}^{*}\left(n\right)=-{I_{\mathrm{zref}}}^{*}\frac{i_{\mathrm{s\beta }}\left(n\right)}{{i_{\mathrm{s\alpha }}}^2\left(n\right)+{i_{\mathrm{s\beta }}}^2\left(n\right)}---\left(15\right)$

其中，I_zref^*为给定z₁-z₂平面电流参考值的幅值；

将z₁轴的参考电流i_sz1^*(n)和z₂轴的参考电流i_sz2^*(n)分别顺时针旋转到其同步 旋转m-t坐标系，得到m-t坐标系下m轴参考电流i_sm^*(n)和t轴参考电流i_st^*(n)分 别为：

i_sm^*(n)=I_zref^*；

i_st^*(n)=0；

其中，参考电流矢量与z₁坐标系的角度γ(n)如下：

$\gamma \left(n\right)=\arctan \left(\frac{{i_{\mathrm{sz}2}}^{*}\left(n\right)}{{i_{\mathrm{sz}1}}^{*}\left(n\right)}\right);$

步骤S2：在谐波平面坐标变换z₁z₂/mt单元，将z₁-z₂平面的z₁轴反馈电流i_sz1(n) 和z₂轴反馈电流i_sz2(n)也旋转到m-t坐标系，得到m轴反馈参考电流i_sm(n)和t 轴反馈参考电流i_st(n)如下：

$\left(\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{sm}}\left(n\right)\\ i_{\mathrm{st}}\left(n\right)\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}\cos \gamma \left(n\right)& \sin \gamma \left(n\right)\\ -\sin \gamma \left(n\right)& \cos \gamma \left(n\right)\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{sz}1}\left(n\right)\\ i_{\mathrm{sz}2}\left(n\right)\end{array}\right);$

步骤S3：误差判断单元根据m轴参考电流i_sm^*(n)和m轴反馈参考电流i_sm(n) 值得到的m轴电流误差Δi_sm(n)=i_sm^*(n)-i_sm(n)；

步骤S4：m轴电流PI调节器单元根据误差判断单元提供的m轴电流误差 Δi_sm(n)按（16）式计算定子电阻：

${\hat{R}}_s\left(n\right)={\hat{R}}_s(n-1)+k_{\mathrm{pR}}(\Delta i_{\mathrm{sm}}\left(n\right)-{\mathrm{\Delta i}}_{\mathrm{sm}}(n-1))+k_{\mathrm{iR}}{\mathrm{\Delta i}}_{\mathrm{sm}}\left(n\right)T_s---\left(16\right)$

其中，k_pR为m轴电流PI调节器单元比例系数；k_iR为m轴电流PI调节 器单元积分系数。

步骤S5：在t轴电流PI调节器单元，根据t轴反馈参考电流i_st(n)按（17） 式计算定子漏感：

其中，

其中，为t轴电流PI调节器单元的比例系数；为t轴电流PI调节器 单元的积分系数；

步骤S6：根据辨识得到的参数计算谐波平面mt坐标下的m轴参考电压和t 轴参考电压分别为：

${u_{\mathrm{sm}}}^{*}\left(n\right)={\hat{R}}_s\left(n\right){i_{\mathrm{sm}}}^{*}\left(n\right);$

${u_{\mathrm{st}}}^{*}\left(n\right)=-{\omega }_s\left(n\right){\hat{L}}_{\mathrm{ls}}\left(n\right){i_{\mathrm{sm}}}^{*}\left(n\right);$

通过以下两式得到z₁轴参考电压u_sz1^*(n)和z₂轴参考电压u_sz2^*(n)：

$\left(\begin{array}{c}{u_{\mathrm{sz}1}}^{*}\left(n\right)\\ {u_{\mathrm{sz}2}}^{*}\left(n\right)\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}\cos \gamma \left(n\right)& -\sin \gamma \left(n\right)\\ \sin \gamma \left(n\right)& \cos \gamma \left(n\right)\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{u_{\mathrm{sm}}}^{*}\left(n\right)\\ {u_{\mathrm{st}}}^{*}\left(n\right)\end{array}\right).$

步骤11：谐波平面电压注入单元根据反PARK变换dq/αβ单元送来的α轴 的参考电压u_sα^*(n)和β轴的参考电压u_sβ^*(n)，以及谐波平面电机参数在线辨识 单元送来的谐波平面z₁轴参考电压u_sz1^*(n)和z₂轴参考电压u_sz2^*(n)，计算ABC 绕组的参考电压U_abc^*和UVW绕组的参考电压U_uvw^*：

${U_{\mathrm{abc}}}^{*}=\frac{{u_{\mathrm{s\alpha }}}^{*}+{u_{\mathrm{sz}1}}^{*}}{2}+\frac{{u_{\mathrm{s\beta }}}^{*}-{u_{\mathrm{sz}2}}^{*}}{2}·j;$

${U_{\mathrm{uvw}}}^{*}=(\frac{{u_{\mathrm{s\alpha }}}^{*}-{u_{\mathrm{sz}1}}^{*}}{2}+\frac{{u_{\mathrm{s\beta }}}^{*}+{u_{\mathrm{sz}2}}^{*}}{2}·j)·e^{-\mathrm{j\pi }/6};$

步骤12：ABC三相PWM调制单元接收谐波平面电压注入单元送来的ABC 绕组的参考电压U_abc^*和UVW三相PWM调制单元接收谐波平面电压注入单元送 来的UVW绕组的参考电压U_uvw^*，ABC三相PWM调制单元和UVW三相PWM 调制单元按照三相空间电压矢量调制SVPWM方法，计算得到并联三相电压型 逆变器六个上管T1、T3、T5、T7、T9和T11在第n个PWM周期内的导通与 关断时间；

步骤13：六相电流极性判断单元根据T₆变换单元提供的α轴反馈电流i_sα(n) 和β轴反馈电流i_sβ(n)判断六相电流的极性；

（1）通过T₆变换单元提供的α轴反馈电流i_sα(n)和β轴反馈电流i_sβ(n)，根 据下式得到重构的六相电流的A相采样电流值i’_sa(n)、B相采样电流值i’_sb(n)、 U相采样电流值i’_su(n)、V相采样电流值i’_sv(n)、C相电流值i’_sc(n)和W相电流 值i’_sw(n)；

$\left(\begin{array}{c}{i_{\mathrm{sa}}}^{\prime }\left(n\right)\\ {i_{\mathrm{sb}}}^{\prime }\left(n\right)\\ {i_{\mathrm{sc}}}^{\prime }\left(n\right)\\ {i_{\mathrm{su}}}^{\prime }\left(n\right)\\ {i_{\mathrm{sv}}}^{\prime }\left(n\right)\\ {i_{\mathrm{sw}}}^{\prime }\left(n\right)\end{array}\right){{=T}_6}^{-1}\left(\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{s\alpha }}\left(n\right)\\ i_{\mathrm{s\beta }}\left(n\right)\\ 0\\ 0\\ 0\\ 0\end{array}\right);$

（2）对重构的六相电流的A相采样电流值i’_sa(n)、B相采样电流值i’_sb(n)、 U相采样电流值i’_su(n)、V相采样电流值i’_sv(n)、C相电流值i’_sc(n)和W相电流 值i’_sw(n)，根据下式判断得到重构的六相电流的每相电流的极性；

$\mathrm{sgn}\left[i_{\mathrm{sx}}\left(n\right)\right]=\left(\begin{array}{cc}1& i_{\mathrm{sx}}\left(n\right)>0\\ -1& i_{\mathrm{sx}}\left(n\right)<0\end{array}\right);$

其中，电流极性符号用sgn[i_sx(n)]表示；x代表为A相、B相、C相、U相、V 相和W相；

步骤14：死区补偿单元根据六相电流的极性sgn[i_sxα(n)]判断x相上管导通时 间增加T_d或者减少T_d；若sgn[i_sxα(n)]>0，则x相上管导通时间增加T_d；若 sgn[i_sxα(n)]<0，则x相上管导通时间减少T_d；其中，T_d为死区时间；

步骤15：根据所述步骤12计算得到并联三相电压型逆变器六个上管T1、 T3、T5、T7、T9和T11在第n个PWM周期内的导通与关断时间以及所述步骤 14判断得到的x相上管导通时间增加T_d或者减少T_d来共同控制双三相异步感应 电动机的转动；

步骤16：该次控制周期结束，下一个控制周期重复步骤1至步骤15，并更 新辨识的定子电机定子电阻与漏感

图9为本发明的实验波形：其中，（a）采用参数在线辨识方法之前相电流 波形，（纵坐标为瞬时电流值，1A/格，横坐标为时间，40ms/格）；（b）采用参 数在线辨识方法之后相电流波形，（纵坐标为瞬时电流值，1A/格，横坐标为时 间，40ms/格）；图中四相电流依次为A、U、B、V四相电流。由该图可以看出， 采取本发明提出的参数在线辨识方法后，由于谐波平面注入了电压，导致谐波 平面产生电流，所以使得两套绕组的相电流幅值不对称，但相位依然不变。两 套绕组相电流幅值之差即谐波平面参考电流的幅值。

图10为本发明的实验波形：其中，（a）AU两相相电流波形，（纵坐标为 瞬时电流值，5A/格，横坐标为时间，0.5s/格）；（b）励磁电流波形，（纵坐标为 瞬时电流值，5A/格，横坐标为时间，0.5s/格）；（c）转矩电流波形，（纵坐标为 瞬时电流值，2A/格，横坐标为时间，0.5s/格）；由该图可以看出，采取本发明提 出的参数在线辨识方法后，相电流幅值幅值发生了变化，而励磁电流和转矩电 流未改变。证明注入的电压只对谐波平面产生影响，不对基波平面产生影响。

图11为本发明的实验波形；其中，（a）时辨识的定子电阻和 漏感，（左纵坐标为定子电阻值，0.5Ω/格；右纵坐标为定子漏感值，2mH/格； 横坐标为时间，2s/格）；（b）时m-t坐标系电流波形，（纵坐标为 瞬时电流值，1A/格，横坐标为时间，2s/格）；（c）时辨识的定子 电阻和漏感，（左纵坐标为定子电阻值，0.5Ω/格；右纵坐标为定子漏感值，2mH/ 格；横坐标为时间，2s/格）；（d）时m-t坐标系电流波形，（纵坐 标为瞬时电流值，1A/格，横坐标为时间，2s/格）；该图为给定不同初始值时定 子电阻和定子漏感的在线辨识结果。参数辨识算法开始后，经过1秒左右的时 间m-t坐标系电流调节到指定值，定子电阻和漏感观测值也迅速收敛到真实值。 其中定子电阻的真实值为0.5Ω，定子漏感为2mH。实际定子电阻辨识值约为 0.505Ω，误差为1%；定子漏感辨识值约为1.95mH，误差为2.5%。