单载波传输系统、通信装置和用于其中的单载波传输方法

摘要

本发明公开了单载波传输系统、通信装置和用于其中的单载波传输方法。导频处理电路(2)的存储器(21)预先保存转换成频域信号的导频序列，所述频域信号通过对在一个块中发送的导频信号符号进行Ntx_p点DFT获取。对保存在存储器(21)中的导频序列进行一系列处理，所述一系列处理包括：由滚降滤波器电路(22)进行的滚降滤波、由子载波映射电路(23)进行的子载波映射处理、由IDFT电路(24)进行的Ndft-p点IDFT运算以及由循环前缀添加电路(25)进行的循环前缀添加处理。

说明书

本申请是申请日为2007年2月7日、申请号为200780012716.1、且发 明名称为“单载波传输系统、通信装置和用于其中的单载波传输方法”的 发明专利申请的分案申请。

技术领域

本发明涉及传输系统、通信装置以及用于其中的传输方法，更具体地 涉及一种用在无线接入处理中的单载波传输方法。

背景技术

单载波传输处理已经作为一种超3G(第三代)的上行链路无线接入 处理被广泛接受。例如，在非专利文献1(“演进的UTRA的物理层方 面”(3GPP TR25.814v0.5.0(2005-11)，9.1章))中描述了单载波传输 处理。图2示出了根据非专利文献1中提出的单载波传输处理的发射机的 布置，图3示出了与该发射机兼容的通用接收机的布置。下面将参考图2 和图3，描述背景技术的发射机和接收机的操作概要。

首先，下面将参考图2描述发射机的数据处理电路110和导频处理电 路120。

在数据处理电路110中，DFT(离散傅立叶变换，将时域信号转换成 频域信号)电路111对数据信号执行Ntx_d点DFT计算，从而将数据信号 转换成频域信号。数据信号被限定到数据块大小(＝数据信号通过传输滤 波器之前的子载波的数目＝Ntx_d)，并且包括Ntx_d个符号。其中，经 过编码的数据符号被作为一个块发送。

滚降滤波器电路112对频域中的频域数据信号执行滚降滤波处理。子 载波映射电路113将已经通过滚降滤波器电路112的数据信号映射到(为 各用户指定的)子载波上。在没有为各用户指定的子载波中插入“0”。 子载波映射电路113生成具有所有Ndft_d个符号的数据信号。

IDFT(离散傅立叶反变换，将频域信号转换成时域信号)电路114对 经过子载波映射的数据信号(包括Ndft_d个子载波的信号)执行Ndft_d 点IDFT计算，从而将该数据信号转换回所述的时域信号。

循环前缀添加电路115向每个经过IDFT的块添加循环前缀。添加循 环前缀，以使接收机能够有效地执行频域均衡处理。添加循环前缀是指如 图1中所示的将某块的后部复制到该块的前部的处理。

下面将描述导频处理电路120。

在导频处理电路120中，DFT电路121对作为一个块发送的导频信号 符号(符号数目＝导频信号通过传输滤波器之前的子载波数目＝导频序列 的长度＝Ntx_p)执行Ntx_p点DFT计算，从而将导频信号转换成频域信 号。

DFT电路121后面的导频处理电路120的处理操作与上述对数据信号 的处理操作相同。具体而言，滚降滤波器电路122对频域导频信号执行滚 降滤波处理。子载波映射电路123对经过滚降滤波器电路122处理的导频 信号执行子载波映射处理。IDFT电路124对经过子载波映射的导频信号 (包括Ndft_p个子载波的信号)执行Ndft_p点IDFT计算，从而将导频信 号转换回时域信号。循环前缀添加电路125向每个经过IDFT变换的信号 块添加循环前缀。

时分复用电路130对添加了循环前缀的导频信号和数据信号进行时分 复用，并将经过时分复用的信号发送到接收机。根据非专利文献1，Ntx_p ＝Ntx_d/2。

下面将参考图3，描述接收机的数据处理电路150和导频处理电路 160。

在接收机中，循环前缀去除/数据导频分离电路140从所接收的信号去 除循环前缀，并解复用经过时分复用的信号，以使所接收的数据部分和所 接收的导频部分相互分离。循环前缀去除/数据导频分离电路140将所接收 的数据部分输出到数据处理电路150，并将所接收的导频部分输出到导频 处理电路160。

在导频处理电路160中，DFT电路161对通过循环前缀去除/数据导频 分离电路140分离出的所接收的导频部分执行Ndft_p点DFT计算，从而 将其转换成频域中的所接收的导频信号。子载波解映射电路162解映射频 域中的所接收的导频信号的子载波，从而仅提取用户发送的子载波。滚降 滤波器电路163对经过子载波解映射的所接收的导频信号执行滚降滤波处 理。传播信道估计电路164使用通过滚降滤波器电路163的所接收的导频 信号来估计每个子载波的传播信道。

频域均衡电路165使用传播信号估计电路164估计的传播信道对所接 收的导频信号执行频域均衡处理(通过将子载波与各加权系数相乘来对频 域中的子载波进行均衡)。IDFT电路166对通过频域均衡电路165的所接 收的导频信号执行Ndft_p点IDFT计算，从而将所接收的导频信号转换回 时域中的所接收的导频信号。幅度估计电路167估计时域所接收的导频信 号的幅度。估计出的幅度值用于解调所接收的数据信号。

根据以下等式(1)计算估计出的时域中的幅度值：

其中，a_n(n＝0，1，…，Ntx_p-1)表示所发送的导频序列(时 域)，^*表示共轭复数和b_n(n＝0，1，…，Ntx_p-1)表示经过均衡的时 域中的所接收的导频序列的值。

在数据处理电路150中，与以上的对导频信号的处理操作一样，DFT 电路151对由循环前缀去除/数据导频分离电路140分离出的所接收的数据 部分执行Ndft_d点DFT计算，从而将其转换成频域的所接收的数据信 号。子载波解映射电路152解映射频域中的所接收的数据信号的子载波， 从而仅取回用户发送的子载波。滚降滤波器电路153对经过子载波解映射 的所接收的数据信号执行滚降滤波处理。频域均衡电路154对通过滚降滤 波器电路153的所接收的数据信号的每个子载波执行频域均衡处理。IDFT 电路155对通过频域均衡电路154的所接收的数据信号执行Ntx_d点IDFT 计算，从而将所接收的数据信号转换回时域中的所接收信号。解调电路 156使用从导频处理电路160获取的估计出的幅度值，解调已经在频域经 过均衡的时域中的所接收的数据信号。

对于以上无线传输，为了提高传输效率，执行了多级调制(QAM：正 交幅度调制)。在无线传播信道中，经过多级调制的所发送的信号经历了 对于无线传播信道来说特有的相位旋转和幅度波动(所谓的衰落)。

为了使接收机适当地解调并解码接收信号，必须适当地估计这些变化 (估计出的传播信道值和估计出的幅度值)(例如参见日本特许公开号 No.2004-260774)。上述频域均衡处理和解调处理是具有一般性质的。

一般，DFT和IDFT计算的复杂度取决于DFT和IDFT计算中的点 数。具体而言，如果用2的乘方(2，4，8，…，512，1024，…)表示点 数，则计算的复杂度最小。相反，如果用素数或包括大素数的数表示点 数，则计算的复杂度大。所以，鉴于DFT和IDFT的计算量，期望将发射 机执行的IDFT计算中的点数和接收机执行的DFT计算中的点数Ndft_d (数据)和Ndft_p(导频)设置为2的乘方。例如，根据非专利文献1， 如果系统带宽为5MHz，则将Ndft_d设置为Ndft_d＝512(＝2⁹)，并将 Ndft_p设置为Ndft_p＝256(＝2⁸)。如果满足关系式Ndft_p＝Ndft_d/2， 则意味着导频信号的子载波间隔是数据信号的子载波间隔的二倍。

根据非专利文献1，由于导频信号的子载波间隔是数据信号的子载波 间隔的二倍，所以将数据块大小Ntx_d和导频块大小Ntx_p设置为满足 Ntx_p＝Ntx_d/2。

对于导频信号，注意力被吸引到了Zadoff-Chu序列，它是“CAZAC (恒定幅度零自相关)序列”中的一种。

通过以下等式(2)表示Zadoff-Chu序列C_k：

[等式2]

$c_k=\exp [-\frac{j2\mathrm{\pi k}}{\mathrm{Ntx}\_p}(n\frac{n+1}{2}+\mathrm{qn})]---\left(2\right)$

在等式(2)中，n表示0，1，…，Ntx_p-1，并且q表示任意整数。 非专利文献2(K.Fazel和S.Keiser，“多载波和扩频系统”(John Wiley 和Sons，2003))中详细描述了Zadoff-Chu序列。

“CAZAC序列”是一种在频域和时域都具有恒定幅度、且关于非0 时移周期自相关值为0的信号序列。根据“CAZAC序列”，由于其幅度 在时域为恒量，所以可以降低PAPR(峰值平均功率比)。由于幅度在频 域也为恒量，所以“CAZAC序列”是适用于频域中的传播信道估计的信 号序列。降低PAPR意味着功率消耗的降低，这对于移动通信尤其有利。

另外，由于“CAZAC序列”具有理想的自相关性，所以很容易检测 接收信号的定时而非常有利，并且作为适用于作为超3G上行链路无线接 入处理的单载波传输处理的导频序列而受到关注。

如果“CAZAC序列”用在蜂窝环境中，则其互相关性也很重要。为 了抑制来自其他小区的干扰波，期望为相邻小区之间的导频信号分配一组 具有小互相关值的序列。“CAZAC序列”的互相关性很大程度上取决于 其信号序列。换句话说，如果用素数或包括大素数的数表示序列长度，则 互相关性非常好(互相关值小)。相反，如果用仅由小素数组成的合数 (例如，2或3的乘方)表示序列长度，则互相关性大大降低(互相关值 包括大值)。

具体而言，如果用素数表示“CAZAC序列”的序列长度，则任意序 列的互相关值在任何时间都保持为1/√N(N表示序列长度，并且当前由 素数表示)。所以，例如，如果序列长度N＝127，则互相关值在任何时 间都为1/√127，如果序列长度N＝128，则互相关值具有较差的值(最大 值)1/√2。导频信号的符号数Ntx_p应该期望由素数或包括大素数的数表 示，而不由仅由小素数(诸如，2、3、5等)组成的合数表示。

如果导频信号包括具有Zadoff-Chu序列特性的信号序列，并且素数或 包括大素数的数被选择用来表示该导频信号的符号数以降低导频信号的互 相关性，则由发射机对导频信号执行的DFT计算的复杂度和由接收机对导 频信号执行的IDFT计算的复杂度非常大。从而增加了发射机和接收机中 的至少一个执行的处理的复杂度。这是因为，如上所述，如果用素数或包 括大素数的数表示点数，则DFT和IDFT计算的复杂性一般非常大。

发明内容

本发明的一个示例性目的在于，提供一种单载波传输系统、通信装置 以及用于其中的单载波传输方法，该系统、装置和方法能够降低导频信号 的互相关性，降低由发射机和接收机中至少一个执行的处理的复杂度。

本发明的另一个目的在于，提供一种单载波传输系统、通信装置以及 用于其中的单载波传输方法，该系统、装置和方法能够降低导频信号的互 相关性，并且降低DFT和IDFT计算的复杂度。

本发明的又一个目的在于，提供一种单载波传输系统、通信装置、以 及用于其中的单载波传输方法，该系统、装置和方法能够简单地降低由发 射机和接收机中至少一个执行的处理的复杂性。

本发明的又一个目的在于，提供一种单载波传输系统、通信装置、以 及用于其中的单载波传输方法，该系统、装置和方法能够简单地降低DFT 和IDFT计算的复杂度。

为了达到上述目的，根据本发明的示例性技术方案，发射机独立设置 数据信号的数据块大小和导频信号的导频块大小。接收机基于导频信号频 域序列估计用于解调数据信号的估计出的幅度值。

利用以上布置，可以降低导频信号的互相关性，并可以降低由发射机 执行的DFT计算和由接收机执行的IDFT计算中的至少一种的复杂度，而 不用考虑导频序列长度值Ntx_p。例如，即使选择素数作为导频序列长度 Ntx_p，也可以降低由发射机执行的DFT计算和由接收机执行的IDFT计 算的计算复杂度。

附图说明

图1是示出循环前缀添加处理的示意图；

图2是示出背景技术的发射机的配置的框图；

图3是示出背景技术的接收机的配置的框图；

图4是示出根据本发明的单载波传输系统的配置的示例的框图；

图5是示出图4中所示的发射机的第一示例性实施例的配置的框图；

图6是示出图4中所示的接收机的第一示例性实施例的配置的框图；

图7是示出图4中所示的发射机的第二示例性实施例的配置的框图；

图8是示出图4中所示的接收机的第二示例性实施例的配置的框图；

图9是示出由根据本发明的单载波传输系统的第三示例性实施例执行 的滚降滤波处理的示意图；

图10是示出根据本发明的另一个示例性实施例的发射机的配置的框 图；

图11是示出根据本发明的另一个示例性实施例的接收机的配置的框 图；

图12是示出根据本发明的又一个示例性实施例的发射机的配置的框 图；

图13是示出根据本发明的又一个示例性实施例的接收机的配置的框 图；

图14是根据本发明的另一个示例性实施例的优点的图表；

图15是示出用在图14中所示的图表的仿真中的参数的表格；

图16是示出根据本发明的第四示例性实施例的发射机的配置的框 图；

图17是示出根据本发明的第四示例性实施例的接收机的配置的框 图；

图18是根据本发明的第四示例性实施例的选择导频块大小的方法的 序列流程图；

图19是示出第四示例性实施例的仿真结果的图表；

图20是示出用在图19中所示的仿真中的参数的表格；

图21是示出根据本发明的第四示例性实施例的关于数据块大小的导 频块大小的示例的表格；

图22是示出根据本发明的第四示例性实施例的关于数据块大小的导 频块大小的另一个示例的表格；

图23是示出根据本发明的第五示例性实施例的发射机的配置的框 图；

图24是示出根据本发明的第五示例性实施例的接收机的配置的框 图；以及

图25是示出根据本发明的第六示例性实施例的选择Zadoff-Chu序列 长度的方法的示例的示意图。

具体实施方式

图4是示出根据本发明的单载波传输系统的配置的示例的框图。

如图4中所示，根据本发明的单载波传输系统的配置包括发射机101 和接收机102。

根据本发明的单载波传输系统消除了关于背景技术所要求的数据块大 小和导频块大小的条件(例如，Ntx_p＝Ntx_d/2)。为了降低发射机对数 据信号执行的DFT计算的复杂度和接收机对数据信号执行的IDFT计算的 复杂度，将数据块大小Ntx_d设置为DFT计算或IDFT计算中的点数(例 如，Ntx_d＝256＝2⁸)。

根据本发明的单载波传输系统采用了具有诸如用于导频块大小Ntx_p 的Zadoff-Chu序列(参见非专利文献2)的特性的信号序列。

将这个信号序列设置为素数或包括大素数的数，用于获取低互相关 值。但是，如果仅设置数据块大小Ntx_d和导频块大小Ntx_p，则由于 Ntx_p表示素数或包括大素数的数，所以增加了发射机对导频信号执行的 DFT计算的复杂度和接收机对导频信号执行的IDFT计算的复杂度。这是 因为Ntx_p表示素数或包括大素数的数。这个问题可以通过完全消除根据 背景技术的发射机和接收机所要求的对导频信号的DFT计算和IDFT计算 来解决。

具体而言，可以通过下述方法来消除发射机对导频信号执行的DFT计 算和接收机对导频信号执行的IDFT计算。

首先，下面将描述解决发射机中的问题的方法，即，消除发射机对导 频信号执行的DFT计算的方法。

根据本发明的单载波传输系统预先计算经过DFT的导频信号序列(频 域中的导频序列)，并将计算出的序列存储在存储器等中。从而使得发射 机不必对导频信号执行DFT计算。由于导频信号是已知序列，所以可以预 先准备频域中的导频序列。

如果可以通过等式明确地表示经过DFT的导频信号序列，则只要该等 式被存储在存储器等中，发射机就不需要对导频信号执行DFT计算。例 如，如果导频信号是Zadoff-Chu序列，则假设将以上等式(2)看作时间 序列，通过以下等式(3)表示频域中的导频信号序列：

$C_k\left(n\right)=c_k^{*}(k^{-1}·n(\mathrm{mod}\mathrm{Ntx}\_p))·C_k\left(0\right)$

(n＝0，1，…，Ntx_p-1)    (3)

其中，$C_k\left(0\right)=\underset{n=0}{\overset{\mathrm{Ntx}\_p-1}{\Sigma }}{c}_k\left(n\right)$

所以，通过在存储器等中存储以上等式(3)，可以使用通信时指示 的参数根据等式(3)简单地计算频域中的导频序列。在等式(3)中， C_k(n)表示频域的Zadoff-Chu序列，c_k(n)表示时域的Zadoff-Chu序列。

下面将描述解决接收机中的问题的方法，即，消除接收机对导频信号 执行的IDFT计算的方法。

在根据本发明的单载波传输系统中，接收机具有用于存储频域中的导 频信号的存储器，像发射机一样。接收机可以具有这种用于存储频域中的 导频序列的存储器，是因为导频信号是如上所述的已知序列。另外，根据 本发明的单载波传输系统能够通过在频域中实现幅度估计来完全消除接收 机中的IDFT计算，根据背景技术，所述幅度估计已经在时域执行过。

为了确定解调所要求的幅度信息，根据背景技术的接收机对传播信道 上的频域中的所接收的导频信号进行均衡，然后执行IDFT计算以将导频 信号转换回时域中的信号，并确定该信号和来自发射机的时域中的导频序 列之间的相关值。具体而言，根据以下等式(4)计算频域中的估计出的 幅度值：

这个值与根据以上的等式(1)估计出的频域中的幅度值完全相同。

根据本发明的单载波传输系统可以降低发射机执行的DFT计算和接收 机执行的IDFT计算中的至少一个的复杂度，而不考虑导频序列长度 Ntx_p。例如，即使选择素数作为导频序列长度Ntx_p(例如)，单载波传 输系统也可以降低发射机执行的DFT计算和接收机执行的IDFT计算的复 杂度。

(第一示例性实施例)

如图5中所示，根据第一示例性实施例的发射机包括数据处理电路 1、导频处理电路2以及时分复用电路3。

数据处理电路1包括数据编码电路(未示出)、DFT电路11、滚降滤 波器电路12、子载波映射电路13、IDFT电路14以及循环前缀添加电路 15。

导频处理电路2包括用于存储频域中的导频序列的存储器21、滚降滤 波器电路22、子载波映射电路23、IDFT电路24以及循环前缀添加电路 25。

在根据第一示例性实施例的发射机中，数据处理电路1被配置并以与 图2中所示的根据背景技术的发射机的数据处理电路110相同的方式操 作。除了导频处理电路2具有存储器21而没有DFT电路121以外，导频 处理电路2被配置并以与图2中所示的根据背景技术的发射机的导频处理 电路120相同的方式操作。

在数据处理电路1中，DFT电路11对数据信号执行Ntx_d点DFT计 算，从而将数据信号转换成频域信号。数据信号被限制为的数据块大小 (＝Ntx_d)，并包括Ntx_d个符号，其中，经过编码的数据符号被作为一 个块发送。在本示例性实施例中，数据块大小与通过滚降滤波器电路12 之前的子载波数目一致。

滚降滤波器电路12对频域中的经过转换的频域数据信号执行滚降滤 波处理。子载波映射电路13将通过滚降滤波器电路112的数据信号映射 到(为各用户指定的)子载波上。没有为各用户指定的子载波插入 “0”。子载波映射电路13生成具有所有Ndft_d个符号的数据信号。

IDFT电路14对经过子载波映射的数据信号(包括Ndft_d个子载波的 信号)执行Ndft_d点IDFT计算，从而将该数据信号转换回时域信号。循 环前缀添加电路15向每个经过IDFT的块添加循环前缀。添加循环前缀， 以使接收机能有效地执行频域均衡处理。

下面将描述导频处理电路2。

在导频处理电路2中，存储器21预先存储频域中的导频序列。频域 中的导频序列表示转换成频域信号的导频信号，所述频域信号的导频信号 通过对作为一个块发送的导频信号符号(符号数目＝序列长度＝导频块大 小＝在导频信号通过传输滤波器之前的子载波数目＝Ntx_p)执行Ntx_p 点DFT计算生成。在本示例性实施例中，数据块大小与通过滚降滤波器电 路22之前的子载波数目一致。

对存储在存储器21中的导频序列执行与对数据信号的处理操作相同 的处理操作。具体而言，滚降滤波器电路22对存储在存储器21中的导频 序列执行滚降滤波处理。子载波映射电路23对经过滚降滤波器电路22处 理的导频序列执行子载波映射处理。IDFT电路24对经过子载波映射的导 频序列执行Ndft_p点IDFT计算，从而将导频序列转换回时域中的导频序 列。循环前缀添加电路25向时域中的经过转换的导频序列添加循环前 缀。

时分复用电路3时分复用添加了循环前缀的导频信号(导频序列)和 数据信号，并将经过时分复用的信号发送到接收机。根据非专利文献1， Ntx_p＝Ntx_d/2。

如图6中所示，根据第一示例性实施例的接收机包括循环前缀去除/数 据导频分离电路4、数据处理电路5和导频处理电路6。

数据处理电路5包括DFT电路51、子载波解映射电路52、滚降滤波 器电路53、频域均衡电路4、IDFT电路55和解调电路56。导频处理电路 6包括DFT电路61、子载波解映射电路62、滚降滤波器电路63、传播信 道估计电路64、频域均衡电路65、幅度估计电路(频域)66、以及用于 存储频域中的导频序列的存储器67。

在根据第一示例性实施例的接收机中，数据处理电路5被配置并以与 图3中所示的根据背景技术的接收机的数据处理电路150相同的方式操 作。导频处理电路6被配置并以与图3中所示的根据背景技术的发射机的 导频处理电路160相同的方式操作(除了该导频处理电路6具有存储器67 而不具有DFT电路166以外)。

循环前缀去除/数据导频分离电路4从所接收的信号去除循环前缀。循 环前缀去除/数据导频分离电路4解复用经过时分复用的信号，以相互分离 所接收的数据部分和所接收的导频部分，并将所接收的数据部分(所接收 的数据信号)输出到数据处理电路5，将所接收的导频部分(所接收的导 频信号)输出到导频处理电路6。

在导频处理电路6中，DFT电路61对输入到其的所接收的导频信号 执行Ndft_p点DFT计算，从而将其转换成频域中的所接收的导频信号。 子载波解映射电路62解映射转换到频域的所接收的导频信号的子载波， 仅提取用户发送的子载波。滚降滤波器电路63对经过子载波解映射的所 接收的导频信号执行滚降滤波处理。传播信道估计电路64使用通过滚降 滤波器电路63的所接收的导频信号估计每个子载波的传播信道。

频域均衡电路65使用传播信道估计电路64估计出的传播信道，对所 接收的导频信号执行频域均衡处理(通过将子载波与各加权系数相乘来均 衡频域中的子载波)。存储器67预先存储频域中的导频序列。频域中的 导频序列表示转换成频域信号的导频信号，其中，该频域信号通过对被作 为一个块发送的导频信号符号(符号数目＝序列长度＝Ntx_p)执行Ntx_p 点DFT计算生成。幅度估计电路66估计频域中的所接收的导频信号的幅 度。幅度估计电路66将估计出的幅度值输出到用于解调所接收的数据信 号的数据处理电路5的解调电路56。

在数据处理电路5中，DFT电路51对输入到其的所接收的数据部分 执行Ndft_d点DFT计算，从而将其转换成频域中的所接收的数据部分。 子载波解映射电路52解映射转换到频域的所接收的数据信号的子载波。 滚降滤波器电路53对经过子载波解映射的所接收的数据信号执行滚降滤 波处理。

频域均衡电路54使用从导频处理电路6获取的估计出的传播信道， 对通过滚降滤波器电路53的所接收的数据信号执行频域均衡处理。IDFT 电路55对通过频域均衡电路54的所接收的数据信号执行Ntx_d点IDFT 计算，从而将所接收的数据信号转换回时域中的所接收的数据信号。解调 电路56使用从导频处理电路6获取的估计出的幅度值，解调时域中的所 接收的数据信号。

下面将参考图5和6描述根据第一示例性实施例的发射机和接收机的 操作。下面将仅描述与图2和3中所示的根据背景技术的发射机和接收机 的操作之间的不同。

在本示例性实施例中，假设系统带宽为5MHz。在本示例性实施例 中，还假设发射机对数据信号执行的IDFT计算和接收机对数据信号执行 的DFT计算中的点数Ndft_d和发射机对导频信号执行的IDFT计算和接收 机对导频信号执行的DFT计算中的点数Ndft_p分别设置为Ndft_d＝512 和Ndft_p＝256，如非专利文献1中所述。

另外，从DFT计算的复杂度的观点看，在本示例性实施例中，发射机 对数据信号执行的DFT计算和接收机对数据信号执行的IDFT计算中的点 数Ntx_d(＝数据块大小)被设置为2的乘方，例如，Ntx_d＝256(＝ 2⁷)。另外，在本示例性实施例中，上述Zadoff-Chu序列被用作为导频信 号。从互相关性的观点看，导频块大小Ntx_p被设置为素数，例如，接近 数据块大小的一半(＝128)的素数127。

根据本示例性实施例的发射机与根据背景技术的发射机相互之间的不 同在于，在导频处理电路2中，存储器21预先存储频域中的导频序列， 并且子载波映射电路23对存储在存储器21中的频域中的导频序列进行子 载波映射。根据背景技术的发射机对在时域中定义的导频符号执行Ntx_p 点DFT计算，从而将该导频符号转换成频域中的导频序列，然后对频域中 的导频序列进行子载波映射。

根据本示例性实施例的接收机与根据背景技术的接收机相互之间的不 同在于，根据等式(4)，通过确定频域中经过均衡的所接收的导频信号 与频域中所发送的导频序列之间的相关值来估计频域中的幅度。根据本示 例性实施例的接收机与根据背景技术的接收机的不同在于，其具有用于保 存用于估计频域中的幅度的频域中的所发送的导频序列的存储器67。根据 背景技术的接收机通过确定频域中的经过均衡后的所接收的导频信号(其 已经通过执行根据等式(1)的Ntx_p点IDFT计算被转换到时域)与时域 中的导频序列之间的相关值来估计频域中的幅度。

在本示例性实施例中，数据和导频信号的子载波间隔之比为1∶2(数 据信号的子载波间隔＝15kHz，导频信号的子载波间隔＝30kHz)，如非专 利文献1所述。然而，本发明可以应用于任何数据和导频信号的子载波间 隔比值。

下面的描述也可以应用于其它示例性实施例。

如果数据和导频信号的子载波间隔之比为1∶1(数据信号的子载波间 隔＝导频信号的子载波间隔＝15kHz)，则通过设置数据块大小＝256以及 导频块大小＝257(最接近256的素数)或设置数据块大小＝256以及导频 块大小＝251(小于且最接近256的素数)获得同样的优点。

如果数据和导频信号的子载波间隔之比为2∶1(数据信号的子载波间 隔＝30kHz，导频信号的子载波间隔＝15kHz)，则通过设置数据块大小＝ 128以及导频块大小＝257或251等获得相同的优点。

下面将描述本示例性实施例中的不同参数设置的示例。

在本示例性实施例中，从DFT计算的复杂度的观点看，选择2的乘方 作为数据块大小Ntx_d。但是，Ntx_d不限于2的乘方。如果DFT计算的 复杂度可能大，则可以选择2的乘方以外的大小作为数据块大小Ntx_d。

在本示例性实施例中，从Zadoff-Chu序列的互相关性的观点看，选择 素数作为导频块大小Ntx_p(如果Ntx_p＝127，则互相关性被保持到1/√ 127)。但是，Ntx_p不限于素数。

如果选择素数以外的数(例如，包括大素数的数)作为导频块大小， 则实现如上所述(具有优良互相关性的环境)的相同优点。

例如，基于所要求的互相关值，可以选择Ntx_p＝122(＝61×2，61 是素数，此时的互相关值≤1/√61)、Ntx_p＝134(＝67×2，67是素 数，此时的互相关值≤1/√67)、Ntx_p＝124(＝31×4，31是素数，此 时的互相关值≤1/√31)等。基于所要求的互相关值，可以选择上述数值 以外的数值。

在其它不同的参数设置的示例中，系统带宽为2.5MHz，2.5MHz为以 上设置示例中的以上系统带宽的一半。

在这种情况下，根据非专利文献1，发射机对数据信号执行的IDFT 计算和接收机对数据信号执行的DFT计算中的点数Ndft_d、和发射机对 导频信号执行的IDFT计算和接收机对导频信号执行的DFT计算中的点数 Ndft_p分别设置为Ndft_d＝256和Ndft_p＝128(为系统带宽为5MHz情 况下的值的一半)。

发射机对数据信号执行的DFT计算和接收机对数据信号执行的IDFT 计算中的点数Ntx_d(＝数据块大小)被设置为2的乘方，例如，从DFT 计算的复杂度的观点看，Ntx_d＝128(＝系统带宽为5MHz的情况下的值 的一半)。例如，如果使用Zadoff-Chu序列作为导频信号，则从互相关性 的观点看可以将选作为数据包块大小Ntx_p的素数设置为(例如)最接近 数据块大小的一半(64)的61或67。

如果系统带宽为2.5MHz，则可以利用以上的参数设置实现如上所述 的相同系统。尽管描述了系统带宽为5MHz或2.5MHz的情况下的本示例 性实施例，但是根据系统设计，系统带宽也可以为5MHz和2.5MHz以外 的任何其它值。

根据本示例性实施例，如上所述，由于发射机的存储器21保存了将 进行子载波映射的导频信号，所以省略了对时域中的导频信号执行Ntx_p 点DFT计算以将导频信号转换到时域中的处理，即，在背景技术中必不可 少的处理。

另外，根据本示例性实施例，由于接收机估计出了频域中的幅度，所 以省略了对已经经过频域中的均衡的导频信号执行Ntx_p点IDFT计算以 将导频信号转换到时域中的处理，该处理在背景技术中是必不可少的。

以上优点意味着发射机和接收机的导频处理电路2和6可以省略 Ntx_p点的DFT和IDFT计算。换言之，如果使用素数作为导频块大小， 则大大增加了DFT计算和IDFT计算的复杂度。根据本示例性实施例，这 些操作被省略。本示例性实施例的另一个优点在于，可以降低发射机和接 收机中的至少一个执行的处理的复杂度。本示例性实施例的再一个优点在 于，可以降低DFT计算和IDFT计算中的至少一个的复杂度。

(第二示例性实施例)

如图7中所示，除了具有代替用于存储频域中的导频序列的存储器21 的导频处理电路2a以外，根据第二示例性实施例的发射机与图5中所示的 根据第一示例性实施例的发射机相同，该导频处理电路2a包括用于根据表 示频域中的导频序列的等式(用于频域的表达式等式)计算导频序列的电 路26。在图7中，用相同的参考字符指示与根据第一示例性实施例的发射 机的组件相同的组件。与根据第一示例性实施例的发射机的组件相同的这 些组件的操作与第一示例性实施例的操作相同。

如图8中所示，除了具有代替具有用于存储频域中的导频序列的存储 器67的导频处理电路6的导频处理电路6a以外，根据第二示例性实施例 的接收机与图5中所示的根据第一示例性实施例的接收机相同，该导频处 理电路6a包括用于根据表示频域中的导频序列的等式(用于频域的表达式 等式)计算导频序列的电路68。在图8中，用相同的参考字符指示与根据 第一示例性实施例的接收机的组件相同的组件。与根据第一示例性实施例 的接收机的组件相同的这些组件的操作与第一示例性实施例的操作相同。

在第一示例性实施例中，发射机的存储器21保存通过对时域中的导 频信号进行DFT产生的信号序列(频域中的导频序列)。

在第二示例性实施例中，基于将Zadoff-Chu序列用作导频序列的识 别，其频域完全可以通过一个等式(具体而言，等式3)表示。发射机通 过具有用于执行该等式的处理的电路，保存用于频域的表达式等式，而不 是频域中的导频序列。

当将要发送导频信号时，根据本示例性实施例的发射机直接根据等式 (3)计算频域中的导频序列，并发送计算出的频域中的导频序列。

类似地，根据本示例性实施例的接收机利用导频处理电路6a保存用于 频域的表达式等式(等式(3))，而不是频域中的导频序列。根据本示 例性实施例的接收机直接根据等式(3)计算频域中的导频序列，并使用 计算出的频域中的导频序列来估计幅度。

根据本示例性实施例，通过对导频信号进行DFT产生的序列(频域中 的导频序列)没有被存储器21、67保存，只有用于频域的表达式等式被 保存。因此，可以减小发射机和接收机中所要求的存储器容量。

在图7和8中，图示了用于仅保存用于频域的表达式等式以及用于根 据该表达式等式计算导频序列的电路26、68。然而，这些电路可以被用于 仅保存用于频域的表达式等式的存储器代替。在这种情况下，幅度估计电 路66可以根据存储器保存的用于频域的表达式等式计算导频序列。

在本示例性实施例中，发射机和接收机都具有用于根据用于频域的表 达式等式计算导频序列的电路26、28。然而，发射机和接收机中的一个可 以具有用于根据用于频域的表达式等式计算导频序列的电路，并且发射机 和接收机中的另一个可以具有用于保存频域中的导频序列的存储器。

(第三示例性实施例)

根据第三示例性实施例的单载波传输系统使得根据第一示例性实施例 或第二示例性实施例的发射机或接收机执行用于调节数据部分的滚降因数 和导频部分的滚降因数的处理，以均衡用于发送经过滚降滤波器电路的导 频信号和数据的带宽。

如果导频信号的子载波间隔是数据信号的子载波间隔的二倍(参见非 专利文献1)，则通过下式表示用于发送数据和导频信号的带宽：

用于发送通过滚降滤波器电路的数据信号的带宽＝Ntx_d×A×(1+滚 降因数α)，并且用于发送通过滚降滤波器电路的导频信号的带宽＝Ntx_p ×2A×(1+滚降因数α)，其中，A表示数据信号的子载波间隔，滚降因子 α被设置为0≤α≤1的范围中的适当值。例如，根据非专利文献1，A被 设置为A＝15kHz。

如果与背景技术(非专利文献1)中的情况一样，将数据块大小 Ntx_d和导频块大小Ntx_p之比设置为2∶1，则可以从以上等式看出，用于 发送数据信号的带宽和用于发送导频信号的带宽在所有时间都是彼此相等 的，而不考虑滚降因子α。由于在用于发送数据信号的所有子载波的频带 中发送导频信号，所以获取到了用于发送数据信号的所有子载波的估计出 的传播信道值。

然而，例如，如果如第一示例性实施例中所示，Ntx_d＝128、Ntx_p ＝61(系统带宽＝2.5MHz)，则通过以下等式表示用于发送数据和导频信 号的带宽：

用于发送通过滚降滤波器电路的数据信号的带宽

＝128×15×(1+0.22)

＝2342.4kHz(＝2.3424MHz)，以及

用于发送通过滚降滤波器电路的导频信号的带宽

＝31×30α××(1+0.22)

＝2232.6kHz(＝2.2326MHz)

(如果滚降因数α被设置为α＝0.22)。所以，用于发送导频信号的 带宽小于用于发送数据信号的带宽。结果，不能获取用于发送数据信号的 一些子载波的估计出的传播信道值。

根据本示例性实施例，通过独立设置用于使数据信号和导频信号通过 的滚降滤波器电路的滚降因数来在数据和导频信号已经通过滚降滤波器电 路后均衡用于发送数据和导频信号的带宽(用于传输的子载波数目)来解 决以上问题。换言之，将用于数据信号和导频信号的滚降因数设置为满足 以下关系：

用于发送通过滚降滤波器电路的数据信号的带宽

＝Ntx_d×A×(1+数据信号的滚降因数)

＝用于发送导频信号的带宽

＝Ntx_p×2×A×(1+导频信号的滚降因数)

如果将导频信号的滚降因数设置为0.28并将数据信号的滚降因数设置 为0.22，则用于发送数据和导频信号的带宽为2.3424MHz，并满足以上等 式。如图9中所示，由于用于发送数据和导频信号的带宽彼此相等，所以 在用于发送数据信号的整个频带中发送导频信号，并获取了用于发送数据 信号的所有子载波的估计出的传播信道值。

在本示例性实施例中，如上所述，由于设置用于数据信号和导频信号 的滚降因数以均衡用于发送通过滚降滤波器电路的数据和导频信号的带宽 (用于传输的子载波数目)，所以即使用于发送通过滚降滤波器电路的导 频信号的带宽小于用于发送数据信号的带宽，接收机也可以获取用于发送 数据信号的所有子载波的估计出的传播信道值。

根据本发明，以上示例性实施例可以单独应用也可以组合应用。本发 明不仅可以应用于发射机是移动台(例如，UE：用户设备)并且接收机是 基站(例如，节点B)的上行链路传输方案，也可以应用于发射机是基站 并且接收机是移动台的下行链路传输方案。

在以上示例性实施例中示出的发射机的数据处理电路1、接收机的导 频处理电路2、2a、时分复用电路3、循环前缀去除/数据导频分离电路 4、接收机的数据处理电路5、接收机的导频处理电路6、6a、DFT电路 11、51、61、滚降滤波器电路12、22、53、63、子载波映射电路12、 23、IDFT电路14、24、55、循环前缀添加电路15、25、用于存储频域中 的导频序列的存储器21、用于根据表示频域中的导频序列的等式计算导频 序列的电路26、28、子载波解映射电路52、62、频域均衡电路54、65、 解调电路56、传播信道估计电路64、幅度估计电路(频域)66和用于存 储频域中的导频序列的存储器67可以通过包括各种逻辑电路、存储器等 的诸如LSI电路的硬件电路实现，也可以通过具有用于根据程序执行处理 序列的CPU的处理设备(计算机)实现。如果这些示例性实施例中示出的 电路的功能由处理设备实现，则该处理设备具有用于存储程序的记录介 质，并且CPU根据程序执行处理序列以实现这些示例性实施例中示出的电 路的功能。这些示例性实施例中所示的电路的功能也可以通过硬件电路和 处理设备的组合实现。

如在非专利文献3(R1-051062，“有关EUTRA SC-FDMA中的上行 链路导频”，德州仪器)中所述，例如，Zadoff-Chu CAZAC序列是可应 用于单载波频分多址(FDMA)的候选。

这是因为Zadoff-Chu CAZAC序列在时域和频域都具有恒定的幅度， 并且具有理想的零循环自相关特性。

非专利文献3提出，将不同的Zadoff-Chu CAZAC序列分配给多个相 邻的节点B，用于干扰平均(干扰减少)。非专利文献3还提出，序列长 度为素数，以降低序列间相关性并最大化可以在一个小区中使用的Zadoff- Chu CAZAC序列的数目。相同的描述也可以在非专利文献2(K.Fazel和 S.Keiser，“多载波和扩频系统”(John Wiley和Sons，2003))和非专利 文献4(R1-060059，“对使用CAZAC的上行链路导频设计的思考”， NEC公司)中找到。

为了确定数据块大小和导频块大小，必须考虑多个因素。这些因素是 滚降因数、DFT计算的复杂度、导频序列的互相关特性。

根据频谱效率和峰值平均功率比(PAPR)之间的权衡关系确定滚降 因数α。

非专利文献5(R1-050702，“演进UTRA中的具有频域中的脉冲成 形滤波器的DFT扩展OFDM”，UTT DoCoMo等)推荐α为0.14(对于 W-CDMA，α＝0.22)。

鉴于推荐值和用于W-CDMA的值，滚降因数α最优选地在0.14到 0.22的范围中。如果资源块大小为5MHz(占用的数据子载波数目＝300， 占用的导频子载波数目＝150)，则在从0.14到0.22的范围中的滚降因数 α使得数据块大小在从245到260(＝300/(1+α))的范围中，导频块 大小在从122到130(＝150/(1+α))的范围中。

从Zadoff-Chu CAZAC序列之间的互相关特性的观点看，素数“127” 是用作为导频块大小的最佳值，并且数据块大小被设置为二倍于导频块大 小的长度(数据块大小＝254＝(127α×2))。

可以从图10和11中所示的发射机和接收机的配置看出，以上的参数 设置要求具有素数个点的DFT计算，从而导致计算复杂度增加。

下面描述完全摆脱了具有素数个点的DFT/IDFT计算的发射机/接收 机。

首先，由于导频序列是预定序列，所以可以消除用于导频处理的具有 素数个点的DFT计算。如果在这种情况下发射机/接收机(例如，用户设 备：UE)必须保存许多序列(例如，对于导频序列的小区重用)，则发射 机/接收机(例如，UE)可能需要大存储器。然而，这个问题可以解决。 例如，如果使用Zadoff-Chu序列作为导频序列，则可以根据下面的等式 (6)的闭式给出根据等式(5)的频率表达式。

[等式5]

$c_k=\exp [-\frac{j2\mathrm{\pi k}}{N}(\frac{n^2}{2}+\mathrm{qn})]$对于偶数长度N

$c_k=\exp [-\frac{j2\mathrm{\pi k}}{N}(n\frac{n+1}{2}+\mathrm{qn})]$对于奇数长度N    (5)

[等式6]

$C_k=c_k^{*}(k^{-1}·n\left(\mathrm{mod}N\right))·C_k\left(0\right)---\left(6\right)$

通过使用等式(6)来代替保存所有的导频序列本身，可以使发射机/ 接收机(例如，UE)中所需要的存储器较小。

至于数据处理，不能从发射机/接收机中消除DFT/IDFT计算。所以， 为了降低计算复杂度，有必要放松对数据块大小的限制∶导频块大小＝ 2∶1。换言之，应当选择2的乘方或仅包括小基数(素数)的数作为数据块 大小。在这种情况下，从DFT/IDFT计算的复杂性的观点看，表示2的乘 方的256便成了最佳数据块大小。

从Zadoff-Chu CAZAC序列的互相关特性的观点看，导频块大小保持 为127。

可以从图12和13中所示的发射机和接收机的配置看出，尽管使用了 具有良好的互相关特性的素数长度的Zadoff-Chu CAZAC序列，但是以上 的参数设置不要求发射机/接收机中的DFT/IDFT计算。

类似地，如果资源块为1.25MHz，则数据块大小＝64并且导频块大小 ＝31是最佳值。

通过采用以上值，用于导频传输的带宽略小于用于数据传输的带宽。 所以，估计出的传播信道值对于所有子载波中的一些是不可用的。然而， 可以从图4中所示的图表中看出，这个问题几乎对性能没有影响(例如， 参见3GPP TS45.005.V5，4.0(2002-06))。另外，可以通过调节滚降因 数将带宽设置为相同大小。这样，用于导频传输的带宽与用于数据传输的 带宽变得相等。图14示出了使用图15中所示的表格中给出的参数确定的 由于不同的块大小导致的关于Eb/No的误块率之间的关系。

如上所述，如果使用Zadoff-Chu CAZAC序列作为导频信号，则从发 射机/接收机中的处理复杂度和导频信号的互相关特性的观点看，应该放松 数据块大小和导频块大小之间的关系(限制)(例如，数据块大小∶导频 块大小＝2∶1)。为了降低发射机/接收机(例如，UE)中的计算复杂度， 频域中的导频序列的表达式(例如，等式(5))是有用的。

为了保持导频序列的低互相关特性并降低发射机和接收机中的计算复 杂度，期望通过素数或包括大素因数的数来表示CAZAC序列长度。另 外，期望通过接近CAZAC序列的二倍且仅包括由2的乘方或小素因数表 示的数的数来表示输入到传输侧的DFT的数据符号序列的长度。

如果传输带宽为5MHz，则期望的CAZAC序列长度为127(127是素 数)，并且期望的数据符号序列长度为256(接近127的二倍的2的乘方 ＝254)。

(第四示例性实施例)

下面将描述第四示例性实施例。

根据第四示例性实施例，确定以上每一个示例性实施例中的导频块大 小的方法都被设计为降低通信质量的劣化，而不会大大削弱在数据块大小 为12的倍数且导频块大小(参考信号块大小)为6或12的倍数的情况下 的互相关特性。

图16是示出根据本发明的第四示例性实施例的发射机的配置的框 图，图17是示出根据本发明的第四示例性实施例的接收机的配置的框 图。

根据第四示例性实施例的发射机和接收机与图2和3中所示的根据第 一示例性实施例的发射机和接收机的不同在于，省却了滚降滤波器12、 22、53、63，并设计了选择导频块大小的方法。

如图16中所示，根据第四示例性实施例的发射机包括数据处理电路 1a、导频处理电路2b、以及时分复用电路3。数据处理电路1a包括数据编 码电路(未示出)、DFT电路11、子载波映射电路13、IDFT电路14以 及循环前缀添加电路15。导频处理电路2b包括用于存储频域中的导频序 列的存储器21、子载波映射电路23、IDFT电路24、以及循环前缀添加电 路25。

如图17中所示，根据第四示例性实施例的接收机包括循环前缀去除/ 数据导频分离电路4、数据处理电路5a、以及导频处理电路6b。数据处理 电路5a包括DFT电路51、子载波解映射电路52、频域均衡电路54、 IDFT电路55、以及解调电路56。导频处理电路6b包括DFT电路61、子 载波解映射电路62、传播信道估计电路64、频域均衡电路65、幅度估计 电路(频域)66、以及用于存储频域中的导频序列的存储器67。

在第四示例性实施例中，可以提供用于根据表示频域导频序列的等式 计算导频序列的电路来代替用于存储频域中的导频序列的存储器。根据第 四示例性实施例的发射机和接收机的操作与根据第一示例性实施例的发射 机和接收机的操作相同，下面将不再描述。

在本示例性实施例中，发射机根据数据信号的数据块大小设置导频信 号的导频块大小。具体而言，当设置导频块大小时，如果最接近导频块大 小的素数和数据块之间的差等于或小于第一预设值，则将该素数设置为导 频块大小。如果该素数和数据块之间的差不小于等于第一预设值，则将与 数据块之间的差等于或小于第一预设值且包括等于或大于第二预设值的素 因数的数设置为导频块大小。

根据所构建系统的要求，即，该系统所要求的通信质量，确定第一和 第二预设值。通信质量是指误比特率或误块率。所以，通过将S/N比恶化 保持到预设的恒定值或更小，来确定满足通信质量的第一和第二预设值。

图18是示出根据本发明的第四示例性实施例的选择导频块大小的方 法的流程图。下面将参考图18描述根据本发明的第四示例性实施例的选 择导频块大小的方法。当计算机执行程序时，可以由计算机实现选择导频 块大小的方法。下文中将该计算机称作导频块大小选择设备。

当将数据块大小输入到导频块大小选择设备时(图18中的步骤 S1)，导频块大小选择设备计算具有等于数据块大小的带宽的导频块大小 或具有对应于数据块大小的带宽的导频块大小(例如，数据块大小的 1/2)，并将计算出的导频块大小设置为N(图18中的步骤S2)。

导频块大小选择设备计算小于导频块大小N且最接近导频块大小N的 素数Np(图18中的步骤S3)，并确定导频块大小N和素数Np之间的差 是否等于或小于预设值(恒定的差)Rdiff(N-Np≤Rdiff)(图18中的 步骤S4)。

如果导频块大小N和素数Np之间的差等于或小于预设值Rdiff，则导 频块大小选择设备将素数Np设置为导频块大小(导频块大小＝Np)(图 18中的步骤S5)。如果导频块大小N和素数Np之间的差不小于等于预设 值Rdiff，则导频块大小选择设备计算满足N-Np’≤Rdiff且其最大素因 数≥特定大小的素数Pmin的数Np’，并将数Np’设置为导频块大小(图 18中的步骤S6)。

每次数据块大小(12的倍数)输入到导频块大小选择设备，导频块大 小选择设备就执行以上处理序列。当要存储在均用于存储频域中的导频序 列的存储器21、67中的导频块大小的选择完成时(图18中的步骤S7)， 处理序列结束。

根据本示例性实施例，如上所述，根据数据信号的数据块大小选择导 频信号的导频块大小，以降低通信质量的恶化，并且不大大削弱互相关特 性。

图19是示出第四示例性实施例的仿真结果的图表。图19中所示的图 表示出了当选择120、118、116、114、113(113是小于120且最接近120 的素数)作为导频块大小(参考块大小)时的块误差率。

仿真中使用的参数如图20中所示。在图20中，参数包括传输带宽＝ 3.6MHz(DataCH子载波数目：240)、信道估计＝真、调制＝16QAM (16正交幅度调制)、子帧格式＝25.814，在v7.1.0的图9.1.1-4和表格 9.1.1-1“5MHz”的情况下描述的，FEC(纠错编码)＝1/2率Turbo编 码、信道模型＝具有6条路径的TU、类型(1)(来自3GPP TS 45.005  V5.4.0(2002-06))、Doppler速率＝5.56Hz(3km/h2.0GHz)、接收天 线数目＝2、TTI持续时间＝0.5ms、传输块大小(包括CRC)＝2876比 特、数据复用＝本地化的FEM(频分复用)。

如果导频块大小为对应于与数据块大小(＝240)相同的带宽的大小 (这里，导频块大小是数据块大小的1/2，即，120)，则可以从图19中 看出，满足误块率＝10^-1所需的Eb/No大约为5.7dB。118、116、114、113 各导频块大小的劣化分别为0.05、0.3、0.9、1.5dB(比较满足块误差率＝ 10^-1所需的Eb/No值)。

根据本示例性实施例，通过选择导频块大小＝118(步骤S6中所选的 数Np’)而非素数(113)作为导频块大小，大大降低了劣化而没有大大降 低互相关特性。当导频块大小为与数据块大小相同的带宽中的接近值时 (在以上示例中，接近240的值)，获取到了以上所述的相同的优点。

如果选择素数长度作为导频块大小，则有可能发生非常大的特性劣 化。为了避免这种非常大的特性劣化，根据本示例性实施例，如果对应于 与数据块大小相同的带宽的导频块大小(与数据块大小一样或为数据块大 小的1/2)与小于且最接近导频块大小的素数之间的差大于以上的值 Ridff，则选择将等于或大于特定大小的素数Pmin作为素因数包括的且其 差等于或大于值Rdiff的数作为导频块大小。

图21和22是示出根据本发明的第四示例性实施例的关于数据块大小 的导频块大小的示例的表格。在图21和22中，在不是素数的所选数下划 了线。

图21示出了对于值Rdiff＝4且特定大小的素数Pmin＝1(数据∶参考 ＝2∶1)的关于数据块大小的导频块大小的示例。在这个示例中，当数据块 大小分别为12、24、36、48、60、84、96、108、120、144、168、180、 204、216、228、264、276和300时，选择各素数5、11、17、23、29、 41、47、53、59、71、83、89、101、107、113、131、137和149作为导 频块大小。

当数据块大小为72、132、156、192、240、252和288时，由于与作 为各导频块大小的最接近素数之间的差为5或更大，所以选择包括等于或 大于特定大小的素数Pmin＝11的素因数的33(＝11×3)、66(＝11× 6)、78(＝13×6)、95(＝19×5)、119(＝17×7)、123(＝41× 3)和143(13×11)。

图22示出了对于值Rdiff＝3且特定大小的素数Pmin＝11(数据∶参 考＝1∶1)的情况的关于数据块大小的导频块大小的示例。在这个示例中， 当数据块大小为12、24、48、60、72、84、108、132、168、180、192、 228、240、252和264时，选择各素数11、23、47、59、71、83、107、 131、167、179、191、227、239、251和263作为导频块大小。

当数据块大小为36、96、120、144、156、204、216、276、288和 300时，由于与作为各导频块大小的最接近素数之间的差为4或更大，所 以选择33(＝11×3)、95(＝19×5)、119(＝17×7)、143(＝13× 11)、155(＝31×5)、203(＝29×7)、215(13×11)、275(＝11× 25)、287(＝41×7)和299(＝13×23)。

图21和22中所示的值可以存储在用于存储频域中的导频序列的存储 器中或用于存储时域中的导频序列的存储器中，或可以通过以下电路计算 出来：用于根据表示频域中的导频序列的等式计算导频序列的电路或用于 根据表示时域中的导频序列的等式计算导频序列的电路。

所以，根据本示例性实施例，当数据块大小为12的倍数且导频块大 小为6或12的倍数时，可以通过选择上述的导频块大小获得与本发明的 第一示例性实施例相同的优点。

(第五示例性实施例)

图23是示出根据本发明的第五示例性实施例的发射机的配置的框 图，以及图24是示出根据本发明的第五示例性实施例的接收机的配置的 框图。

根据第五示例性实施例的发射机和接收机与图7和8中所示的根据背 景技术的发射机和接收机的不同在于，省却了滚降滤波器，并添加了用于 存储时域中的导频序列的存储器。

如图23中所示，根据第五示例性实施例的发射机包括数据处理电路 1b、导频处理电路2c、和时分复用电路3。数据处理电路1b包括数据编码 电路(未示出)、DFT电路11、子载波映射电路13、IDFT电路14和循 环前缀添加电路15、包括用于存储时域中的导频序列的存储器21a的子载 波映射电路2c、子载波映射电路23、IDFT电路24、以及循环前缀添加电 路25。

如图24中所示，根据第五示例性实施例的接收机包括循环前缀去除/ 数据导频分离电路4、数据处理电路5a、以及导频处理电路6c。数据处理 电路5a包括DFT电路51、子载波解映射电路52、频域均衡电路54、 IDFT电路55、以及解调电路56。导频处理电路6b包括DFT电路61、子 载波解映射电路62、传播信道估计电路64、频域均衡电路65、IDFT电路 68、幅度估计电路69和用于存储时域中的导频序列的存储器70。

在第五示例性实施例中，可以提供用于根据表示时域导频序列的等式 计算导频序列的电路来代替用于存储时域中的导频序列的存储器。除了导 频处理电路2c、6c具有DFT电路27、61以外，根据第五示例性实施例的 发射机和接收机的操作与根据第一示例性实施例的发射机和接收机的操作 一样，所以下面不进行描述。在本示例性实施例中，示出了不需要减少 DFT计算量的配置，并且可以保存也可以不保存经过DFT变换的Zadoff- Chu序列。另外，在本示例性实施例中，通过与根据第四示例性实施例的 选择导频块大小的方法一样的处理选择导频块大小，并且除了减少了DFT 计算量以外，获得了与第四示例性实施例相同的优点。

除了以上的组件以外，根据本示例性实施例的发射机还包括第四示例 性实施例中所示的导频块大小选择设备。根据本示例性实施例的发射机还 可以包括用于保存表示数据块大小和导频块大小之间的联系的表。导频信 号还可以被称为参考信号。

(第六示例性实施例)

下面将描述第六示例性实施例。

假设根据下面示出的等式(7)和(8)的Zadoff-Chu(参见非专利文 献1)序列是用于UETRA上行链路的参考信号。L表示序列长度。

[等式7]

L：偶数

$P_k=(a_k\left(0\right),a_k\left(1\right)),···,a_k(L-1)),a_k\left(n\right)=\exp (-j2\mathrm{\pi k}\frac{n^2/2}{L})---\left(7\right)$

(n＝0，1，…，L-1)

L：奇数

$P_k=(a_k\left(0\right),a_k\left(1\right)),···,a_k(L-1)),a_k\left(n\right)=\exp (-j2\mathrm{\pi k}\frac{n(n+1)/2}{L})---\left(8\right)$

(n＝0，1，…，L-1)

当表示短块或长块时，参考块大小可以为6或12的倍数。选择 Zadoff-Chu序列长度，以适应参考块大小。根据选择Zadoff-Chu序列长度 的一种方法，选择短于参考块大小的长度或等于参考块大小的长度。在这 种情况下，如图25(a)、(b)中所示，可以使用Zadoff-Chu序列本身或 添加了最先N(＝参考信号块大小-L)个符号的循环副本的Zadoff-Chu 序列。

根据如图25(c)中所示的另一种方法，选择长于参考块大小的截短 的Zadoff-Chu序列长度(非专利文献6：R1-063057，“EUTRA SC- FDMA上行链路导频/参考信号设计”，摩托罗拉)。

为了最大化可以使用的序列数目，优选地选择素数来表示Zadoff-Chu 序列长度。然而，要求的对必须选择的素数的限制太严格，因为如果分配 给一个用户的资源块的数目大，则参考块大小和Zadoff-Chu序列长度之间 的差可以变大。例如，如果参考块大小等于120，则最接近120的素数是 113和127。对于113，可以使用的序列数目为112，互相关性是1/√113 或更小。对于127，可以使用的序列数目为126，互相关性是1/√127或更 小。然而，参考块大小和Zadoff-Chu序列长度之间的差为7。如果这个差 大，则对于图25(a)信道估计劣化，并且对于图25(b)、(c)自相关 性和互相关性劣化或PAPR增加。所以，期望有确定Zadoff-Chu序列长度 的好标准。

为了减小参考块大小和Zadoff-Chu序列长度之间的差，提出以下标 准：这些标准服务于选择保持可以使用的参考序列的数目大的序列长度并 具有良好的互相关特性。

选择1：选择包括最大素因数的数；以及

选择2：选择包括最大素因数和少数素因数的数。

使用这些的标准的原因如下：

通过以下等式(9)表示序列c_k(n)和序列c_k’(n)之间的互相关性：

[等式9]

$R[c_k\left(n\right),c_{k\text{'}}\left(n\right)]$

如果(k-k’)和L之间的最大公约数变小，则互相关性变得更好。

假设L的最大素因数为L_i，如果k和k’都小于L_i，则g小于L_i。这意 味着互相关性等于或小于1/√L_i的序列的数目增加了。这是选择1的理 由。应该注意，如果k和k’都小于L_i，则素因数的数目增加并且可以使用 的序列数目减少。

假设参考块大小为120。例如，118(59×2)不是素数，但是包括大 素因数59。在这种情况下，通过以下等式(10)指示可以使用的序列的k 和k’：

k，k’＝{1，3，5，7，9，11，13，15，17，19，57，61，…，115，117}    (10)

由于k和k’关于L需要相对主要，所以排除2或59的倍数。可以使 用的编码数目为57。由于所有的k和k’都是奇数，并且k-k’在所有时间 都是偶数，所以在所有序列中互相关性都等于或小于1/√59。

在这个示例中，保持可以使用的具有良好的互相关特性的参考序列的 数目大，并且将参考信号块大小和Zadoff-Chu序列长度之间的差从7减小 到2。

在以上示例中，所有序列都具有良好的互相关特性。如果k和k’都小 于最大素因数，则它们在所有时间都为真。然而，大于最大素因数的k和 k’并不是在所有时间都为真。现在，将考虑177(＝59×3)。在这种情况 下，通过以下等式(11)指示可以使用的序列的k和k’：

k，k’＝{1，2，4，5，7，8，10，11，13，14，58，61，62，64，…，175，176}    (11)

由于对于小于59的k和k’，k-k’相对于59相对重要，所以互相关性 等于或小于1/√59。对于大于59的k和k’，并不是所有的序列都满足这 样的状况。例如，当从可以使用的k和k’中排除3时，62满足这个状况。 但是，由于(61-2)和(64-5)是59，所以61和64都不满足以上状 况。

可以查找关于各种参考块大小具有良好互相关性的所有序列。但是， 如果素因数的数目增加，则这个处理变得复杂。

更简单的方法是使用选择2作为标准。至少对于小于最大素因数的k 和k’，获得了良好的互相关特性(≤1/√L_i)。当素因数的数目减少时， 可用的小于最大素因数的k和k’的数目增加。

在第六示例性实施例中，提出了用于确定Zadoff-Chu序列长度的标 准。还示出所提出的标准可以将可以使用的具有良好互相关特性的参考序 列的数目保持为大，并可以减小参考信号块大小和Zadoff-Chu序列长度之 间的差。