音频功率放大器及音频功率放大器的调节方法

摘要

本发明提供了一种音频功率放大器及音频功率放大器的调节方法。本发明能够使音频功率放大器通过调节自身的直流增益来实现削波抑制、而无需再借助外围器件，从而能够减少外围器件引入的多余噪声、还能够降低外围电路成本以及降低设计的复杂度；而且，本发明通过对输出的数字音频信号的检测来判断出该数字音频信号中是否存在削波、并以此来确定何时通过调低直流增益来开启削波抑制，从而能够减少由于检测误差所导致的削波抑制被误开启；以及，本发明还通过对输入的模拟音频信号来判断出存在的削波是否已消失、并以此来确定何时通过调高直流增益来释放削波抑制，从而能够避免由于释放抑制的时刻不当而导致削波无法被全部抑制。

说明书

技术领域

本发明涉及音频功率放大技术，特别涉及以模拟音频信号为输入、数字音频信号为输出的音频功率放大器及该音频功率放大器的调节方法。

背景技术

音频功率放大器的作用是将输入的音频信号进行放大、并通过输出放大后的音频信号来驱动无源声学元件(如扬声器、耳机)发声。

按照输入和输出的音频信号的不同类型(数字或模拟)，音频功率放大器可以采用不同的工作模式。其中，D类工作模式是一种常见的工作模式，采用该工作模式的音频功率放大器以模拟音频信号为输入、数字音频信号为输出，本文所述的音频功率放大器主要是指采用D类工作模式的音频功率放大器。

图1为现有技术中的一种音频功率放大器的示例性结构示意图。如图1所示的采用D类工作模式的音频功率放大器10包括：顺序串联在音频功率放大器10的音频输入端IN与音频输出端OUT之间的滤波模块11、比较模块12、以及功率输出模块13，即，顺序串联的滤波模块11、比较模块12、以及功率输出模块13构成该音频功率放大器10的信号通路。

滤波模块11用于利用一偏置电压信号Vb(由音频功率放大器10内部提供或从音频功率放大器10外部引入)和音频输出端OUT输出的数字音频信号Dig对音频输入端IN输入的模拟音频信号Ana进行低通滤波、并通过该低通滤波得到一滤波信号Vi，以及，为音频功率放大器10提供固定的直流增益；

比较模块12用于将上述的滤波信号Vi与一载波信号Vs(由音频功率放大器10内部提供或从音频功率放大器10外部引入、且通常为周期性三角波或锯齿波信号)进行比较、并通过该比较得到一脉冲信号Vpwm；

功率输出模块13用于依据上述的脉冲信号Vpwm驱动音频输出端OUT输出数字音频信号Dig，且输出的数字音频信号Dig的功率大于模拟音频信号Ana。

如上可见，采用D类工作模式的音频功率放大器10能够将输入的模拟音频信号Ana转换为更大功率的数字音频信号Dig输出，但是，由于该音频功率放大器10由滤波模块11提供的直流增益是固定不变的、且对模拟音频信号Ana的信号幅度的容忍度有限，因此，如果输入的模拟音频信号Ana的信号幅度过大，就容易导致输出的数字音频信号Dig出现削波(Clipping)失真。其中，削波失真是指：当信号过强时，该信号超过信号强度阈值的一部分会被削除、并形成削波，从而由于削波的形成而导致该信号失真。

为了避免音频功率放大器10输出的数字音频信号Dig出现削波失真，现有技术通常会为音频功率放大器10配备一前置放大器。

图2为如图1所示的音频功率放大器与其配备的前置放大器的连接关系示意图。如图2所示：

一前置放大器20串联在音频功率放大器10的音频输入端IN的前端，以使本应直接输入至音频输入端IN的模拟音频信号Ana先经过前置放大器20处理，然后，经过前置放大器20处理后的模拟音频信号Ana’再输入至音频输入端IN；

以及，还需要检测音频功率放大器10的信号通路中某点的中间信号(例如比较模块12得到的脉冲信号Vpwm)、并通过该检测来预测音频输出端OUT输出的数字音频信号Dig中是否存在削波；当预测出存在削波时，前置放大器20就会开启削波抑制、以对待输入至音频输入端IN的模拟音频信号Ana进行抑制削波处理，从而使输入音频输入端IN模拟音频信号Ana’中不带有模拟音频信号Ana中存在的削波，然后再经过一段固定的延迟时间后，前置放放大器20再自动释放削波抑制、以停止对待输入至音频输入端IN的模拟音频信号Ana的抑制削波处理。

采用如图2所示的以前置放大器20来抑制削波的方式，虽然能够在一定程度上避免音频功率放大器10输出的数字音频信号Dig出现削波失真，但是，由于音频功率放大器10本身仍然还是不具有抑制削波的功能，因此就会导致如下问题出现：

1、前置放大器20的存在会引入多余的噪声、并且还会增加外围电路成本以及增大设计的复杂度；

2、中间信号与音频放大器10最终输出的数字音频信号的波形存在差异，因此，前置放大器20仅通过对中间信号的检测来判断输出的数字音频信号中是否存在削波、并以此来确定开启削波抑制的时刻，会存在一定的误差、进而导致削波抑制被误开启；

3、抑制削波之后仅仅是以固定的延迟时间来确定释放抑制的时刻、而没有通过检测削波是否消失来准确地确定释放抑制的时刻，因此，就容易导致部分削波无法被抑制，例如，对于削波持续时间超过该延迟时间的情况，就会导致释放抑制后仍存在尚未消失、但未被抑制的削波。

同理，现有技术中用于对音频功率放大器10实现削波抑制的调节方法也需要借助音频功率放大器10的外围器件来实现，并且，该调节方法也仅仅是通过检测中间信号来预测音频输出端OUT输出的数字音频信号Dig中是否存在削波、并在预测出存在削波时对输入至音频输入端IN的模拟音频信号Ana进行抑制削波处理，以及，仅仅依据固定的延迟时间来确定释放抑制削波的时刻。因此，现有技术中用于实现音频功率放大器10削波抑制的调节方法也会导致前文提及的问题出现。

发明内容

有鉴于此，本发明提供一种音频功率放大器及音频功率放大器的调节方法。

根据本发明的第一方面，提供一种音频功率放大器，该音频功率放大器包括：顺序串联在所述音频功率放大器的音频输入端与音频输出端之间的滤波模块、比较模块、以及功率输出模块，还包括连接所述音频输入端、所述音频输出端、以及所述滤波模块的削波抑制模块；

所述滤波模块用于利用一偏置电压信号和所述音频输出端输出的数字音频信号对所述音频输入端输入的模拟音频信号进行低通滤波、并通过所述低通滤波得到一滤波信号，以及，为所述音频功率放大器提供可调节的直流增益；

所述比较模块用于将所述滤波信号与一载波信号进行比较、并通过所述比较得到一脉冲信号；

所述功率输出模块用于依据所述脉冲信号驱动所述音频输出端输出数字音频信号，且所述数字音频信号的功率大于所述模拟音频信号；

所述削波抑制模块用于在从所述数字音频信号中检测出有削波存在时，将所述滤波模块提供的所述直流增益调低；以及，在从所述模拟音频信号中检测出存在的削波已消失时，将所述滤波模块所提供的所述直流增益调高。

根据本发明的第二方面，提供一种音频功率放大器的调节方法，该调节方法设置所述音频功率放大器的直流增益可调，并且，该调节方法包括在所述音频功率放大器内执行的如下步骤：

步骤a、从所述音频功率放大器输出的数字音频信号中检测是否有削波存在，并在从所述数字音频信号中检测出有削波存在时，将所述直流增益调低；

步骤b、从输入所述音频功率放大器的模拟音频信号中检测是否有存在的削波已消失，并在从所述模拟音频信号中检测出存在的削波已消失时，将所述直流增益调高。

如上可见，本发明中的音频功率放大器能够通过调节自身的直流增益来实现削波抑制，而且，本发明中的音频功率放大器还能够通过对输出的数字音频信号的检测来判断出该数字音频信号中是否存在削波、并以此来确定何时通过调低直流增益来开启削波抑制，以及，通过对输入的模拟音频信号来判断出存在的削波是否已消失、并以此来确定何时通过调高直流增益来释放削波抑制，由此，本发明中的音频功率放大器能够产生如下的技术效果：

1、由于本发明中的音频功率放大器本身具备了抑制削波的功能，因此，相比于现有技术中设置前置放大器的方式，本发明中的音频功率放大器无需借助外围器件即可实现削波抑制，从而不但能够减少外围器件引入的多余噪声、还能够降低外围电路成本以及降低设计的复杂度；

2、由于在检测输出的数字音频信号中是否存在削波时依据的是该数字音频信号本身，因而相比于现有技术中依据中间信号检测的方式，本发明中的音频功率放大器能够减少由于检测误差所导致的削波抑制被误开启；

3、由于释放抑制的时刻是通过从输入的模拟音频信号中检测削波是否已消失来确定的，因而相比于现有技术中以固定的延时时间来确定何时释放抑制的方式，本发明中的音频功率放大器能够避免由于释放抑制的时刻不当而导致削波无法被全部抑制。

同样地，本发明中音频功率放大器的调节方法能够使音频功率放大器通过调节自身的直流增益来实现削波抑制、而无需再借助外围器件，而且在实现削波抑制时，同样能够通过对输出的数字音频信号的检测来判断出该数字音频信号中是否存在削波、并以此来确定开启削波抑制的时刻，以及，通过对输入的模拟音频信号来判断出存在的削波是否已消失、并以此来确定释放削波抑制的时刻，因此，本发明中音频功率放大器的调节方法也能够产生上述的技术效果。

附图说明

图1为现有技术中的一种音频功率放大器的示例性结构示意图；

图2为如图1所示的音频功率放大器与其配备的前置放大器的连接关系示意图；

图3为本发明实施例中的音频功率放大器的示例性结构示意图；

图4为如图3所示音频功率放大器在其信号通路采用了一种优选结构时的示意图；

图5为如图3所示音频功率放大器中的削波抑制模块的一种优选结构的示意图；

图6为本发明实施例中的音频功率放大器输出的数字音频信号在出现削波期间的示意图；

图7为本发明实施例中的音频功率放大器输入的模拟音频信号在削波结束时的示意图；

图8为如图5所示削波抑制模块中的计时使能电路与削波检测电路配合产生的时序示意图；

图9为如图5所示削波抑制模块中的计时使能电路与释放检测电路配合产生的时序示意图；

图10为如图5所示削波抑制模块的削波检测电路的优选结构示意图；

图11为如图10所示削波检测电路的优选结构的一具体实例的示意图；

图12为如图5所示削波抑制模块的削波检测电路的备选结构示意图；

图13为如图5所示削波抑制模块的释放检测电路的优选结构示意图；

图14为如图13所示释放检测电路的优选结构的一具体实例的示意图；

图15为如图5所示削波抑制模块的释放检测电路的备选结构示意图；

图16为如图5所示削波抑制模块的计时使能电路的优选结构示意图；

图17为如图16所示计时使能电路的优选结构的一具体实例的示意图；

图18为如图5所示削波抑制模块的计时使能电路的备选结构示意图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下参照附图并举实施例，对本发明进一步详细说明。

图3为本发明实施例中的音频功率放大器的示例性结构示意图。

请参见图3，本实施例中的音频功率放大器30包括：顺序串联在音频功率放大器30的音频输入端IN与音频输出端OUT之间的滤波模块31、比较模块32、以及功率输出模块33，即，顺序串联的滤波模块31、比较模块32、以及功率输出模块33构成音频功率放大器30的信号通路；

请再参见图3，本实施例中的音频功率放大器30还包括：连接音频输入端IN、音频输出端OUT、以及滤波模块31的削波抑制模块34。

滤波模块31用于利用一偏置电压信号Vb(由音频功率放大器30内部提供或从音频功率放大器30外部引入)和音频输出端OUT输出的数字音频信号Dig对音频输入端输入IN输入的模拟音频信号Ana进行低通滤波、并通过低通滤波得到一滤波信号Vi，以及，为音频功率放大器30提供可调节的直流增益Gain。

比较模块32用于将滤波信号Vi与一载波信号Vs(由音频功率放大器30内部提供或从音频功率放大器30外部引入、且通常为周期性三角波或锯齿波信号)进行比较、并通过该比较得到一脉冲信号Vpwm。

功率输出模块33用于依据脉冲信号Vpwm驱动音频输出端OUT输出数字音频信号Dig，且数字音频信号Dig的功率大于模拟音频信号Ana。

削波抑制模块34用于在从数字音频信号Dig中检测出有削波存在时，将滤波模块31提供的直流增益Gain调低；以及，在从模拟音频信号Ana中检测出存在的削波已消失时，将滤波模块31所提供的直流增益Gain调高。

可见，本实施例中的音频功率放大器30能够通过调节自身的直流增益Gain来实现削波抑制，而且，还能够通过对输出的数字音频信号Dig的检测来判断出该数字音频信号Dig中是否存在削波、并以此来确定何时通过调低直流增益Gain来开启削波抑制，以及，通过对输入的模拟音频信号Ana来判断出存在的削波是否已消失、并以此来确定何时通过调高直流增益Gain来释放削波抑制，由此，本实施例中的音频功率放大器30能够产生如下的技术效果：

1、由于该音频功率放大器30本身具备了抑制削波的功能，因此，相比于现有技术中设置前置放大器的方式，该音频功率放大器30无需借助外围器件即可实现削波抑制，从而不但能够减少外围器件引入的多余噪声、还能够降低外围电路成本以及降低设计的复杂度；

2、由于该音频功率放大器30在检测输出的数字音频信号Dig中是否存在削波时依据的是该数字音频信号Dig本身，因而相比于现有技术中依据中间信号检测的方式，该音频功率放大器30能够减少由于检测误差所导致的削波抑制被误开启；而且，对于是否存在削波的检测，从数字音频信号Dig中能够比从模拟音频信号Ana中更为简便地得到准确的检测结果；

3、由于该音频功率放大器30释放抑制的时刻是通过从输入的模拟音频信号Ana中检测削波是否已消失来确定的，因而相比于现有技术中以固定的延时时间来确定何时释放抑制的方式，该音频功率放大器30能够避免由于释放抑制的时刻不当而导致削波无法被全部抑制；而且，对于削波是否已消失的检测，从模拟音频信号Ana中能够比从数字音频信号Dig中更为简便地得到准确的检测结果。

此外，在实际应用中，削波抑制模块34可以在每次从数字音频信号Dig中检测出有削波存在时，将滤波模块31提供的直流增益Gain调低一个档位；以及，在每次从模拟音频信号Ana中检测出存在的削波已消失时，将滤波模块31所提供的直流增益Gain逐步调高至最高档位、且逐步调高的每一步的步长为一个档位；其中，每一档位为所述直流增益的调节范围内预先划分出的一个对应的区间ΔGain。

由于本实施例中的音频功率放大器30对直流增益Gain的调节都是采用渐变的方式来实现的，因而输出的数字音频信号Dig中的削波是逐渐地被消除的、并且削波消失后也是逐步恢复的，从而，除了上述技术效果之外，这样的渐变过程不易被听力感知，进而能够产生提高该音频功率放大器30的输出的数字音频信号Dig的听感的进一步效果。

图4为如图3所示音频功率放大器在其信号通路采用了一种优选结构时的示意图。如图4所示，音频功率放大器30的信号通路中的滤波模块31、比较模块32、以及功率输出模块33均可以具有各自的优选结构。

在图4所示的优选结构中，滤波模块31包括：运算放大器AMP0、滤波电容Cf、反馈电阻Rf、以及可调电阻Ri；

运算放大器AMP0的正向输入端接收偏置电压信号Vb、反向输入端接收来自音频输入端IN的模拟音频信号Ana、输出端向比较模块输32出滤波信号Vi；

滤波电容Cf串联在运算放大器AMP0的反向输入端与运算放大器AMP0的输出端之间；

反馈电阻Rf串联在运算放大器AMP0的反向输入端与音频输出端OUT之间；

可调电阻Ri串联在音频输入端IN与运算放大器AMP0的反向输入端之间、并受控于削波抑制模块34。

其中：

滤波电容Cf的电容值和反馈电阻Rf的阻值能够决定滤波模块31的截止频率f_C的大小，即K为滤波模块31的等效增益常数(该等效增益常数K的设置属于现有技术、本文不再赘述)；

反馈电阻Rf的阻值与可调电阻Ri的阻值之比能够决定滤波模块31所提供的直流增益Gain的大小，即相应地，若削波抑制模块34选用渐变方式的调节，则可将直流增益Gain的可调节范围划分为若干个区间ΔGain，即可得到调节直流增益Gain时对应每一区间的各档位；

并且，由于反馈电阻Rf的阻值是固定不变的，因而由削波抑制模块34仅通过调节可调电阻Ri的阻值即可按照划分的档位实现对直流增益Gain的调节；相应地，直流增益Gain的可调节范围由可调电阻Ri的可调节范围来确定，并且，若削波抑制模块34选用渐变方式的调节，则可以将可调电阻Ri的可调节范围划分为若干个区间ΔRi，即可利用可调电阻Ri的区间ΔRi来控制分别对应各档位的直流增益Gain的若干个区间ΔGain。

可见，对于图4中所示出的滤波模块31的优选结构利用可调电阻Ri的阻值即可实现直流增益Gain的调节、并且可调电阻Ri的阻值变化不会影响到滤波模块31的截止频率f_C，因而滤波模块31的该优选结构在实现直流增益Gain可调节的同时还能够确保信号通路的稳定工作。

当然，在实际应用中，只要遵循滤波模块31的工作原理，滤波模块31也可以采用其他备选结构予以替换。

在图4所示的优选结构中，比较模块32包括一比较器CMP0，该比较器CMP0的一路输入端接收滤波信号Vi、另一路输入端接收载波信号Vs、一路输出端产生脉冲信号Vpwm。

其中，图4中所示出的比较模块32的优选结构是以比较器CMP0的正输入端接收滤波信号Vi、负输入端接收载波信号Vs为例，由此得到的脉冲信号Vpwm的有效脉冲为高电平脉冲。

实际应用中，基于本领域技术人员所了解的比较模块32的工作原理，比较模块32还可以采用其他备选结构予以替换；比较模块32的工作原理可以参照现有技术，因而本文不再针对比较模块32进行进一步的详细说明。

在图4所示的优选结构中，功率输出模块33包括PMOS管Mp0和NMOS管Mn0、以及驱动逻辑器件D0；

PMOS管Mp0的栅极受控于驱动逻辑器件D0、源极被一电压源VDD0拉高、漏极连接音频输出端OUT；

NMOS管Mn0的栅极受控于驱动逻辑器件D0、源极接地、漏极连接音频输出端OUT；

驱动逻辑器件D0用于依据脉冲信号Vpwm控制PMOS管Mp0和NMOS管Mn0的开闭状态、以使音频输出端OUT输出数字音频信号Dig，且数字音频信号Dig的功率大于模拟音频信号Ana。

其中，图4中所示出的功率输出模块33的优选结构是以得到的数字音频信号Dig的有效脉冲为高电平脉冲为例。

实际应用中，基于本领域技术人员所了解的功率输出模块33的工作原理，功率输出模块33还可以采用其他备选结构予以替换；功率输出模块33的工作原理可以参照现有技术，因而本文不再针对功率输出模块33进行进一步的详细说明。

如上可见，基于如图4所示出的音频功率放大器30的信号通路中的滤波模块31、比较模块32、以及功率输出模块33的优选结构，不但能够实现音频功率放大器30的直流增益Gain可调、并以此实现削波抑制，还能够确保信号通路的正常工作不受影响。

图5为如图3所示音频功率放大器中的削波抑制模块的一种优选结构的示意图。如图5所示，削波抑制模块34选用渐变方式调节的情况，本实施例中的音频功率放大器30所具有的削波抑制模块34可以包括：削波检测电路341、释放检测电路342、计时使能电路343、以及双向计数器344。

图6为本发明实施例中的音频功率放大器输出的数字音频信号在出现削波期间的示意图。请在参见图5的同时再结合图6：

削波检测电路341用于检测数字音频信号Dig中的有效脉冲的脉宽是否达到表示该有效脉冲为削波的脉宽时长阈值Th_a，并依据该检测结果、以及接收到的一抑制使能信号Ta产生一抑制提示信号Va；其中，该抑制使能信号Ta表示是否允许将抑制提示信号Va置为有效、该抑制提示信号Va表示是否需要将直流增益Gain调低一个档位；

从图6中可以明显看出数字音频信号Dig在出现削波期间的有效脉冲的脉宽W_clipping会明显大于未出现削波时的有效脉冲的脉宽、并且还会大于上述的脉宽时长阈值Th_a；

因此，若检测出有任意有效脉冲的脉宽达到脉宽时长阈值Th_a，即可认为该有效脉冲为削波，因此通过对有效脉冲的脉宽的检测，即可检测出数字音频信号Dig中是否存在削波，相应地：

若检测出有任意有效脉冲的脉宽达到脉宽时长阈值Th_a、且抑制使能信号Ta有效，则抑制提示信号Va被置为有效、以表示从数字音频信号Dig中检测出有削波存在并需要将直流增益Gain调低一个档位；

否则(例如出现有效脉冲的脉宽未达到脉宽时长阈值Th_a、抑制使能信号Ta无效等任意一种情况)，抑制提示信号Va保持为无效、以表示未从数字音频信号Dig中检测出有削波存在且无需将直流增益Gain调低一个档位。

实际应用中，按照经验值，可以设置脉宽时长阈值Th_a大于载波信号Vs的一个载波周期。当然，本领域技术人员也可以采用其他的经验值，或者根据实际应用中对于抑制削波的不同要求而通过其他手段来确定脉宽时长阈值Th_a。

图7为本发明实施例中的音频功率放大器输入的模拟音频信号在削波结束时的示意图。请在参见图5的同时再结合图7：

释放检测电路342用于检测模拟音频信号Ana的幅度低于一幅度参考电压信号Vref_r(由音频功率放大器30内部提供或从音频功率放大器30外部引入)的持续时间是否达到表示削波已消失的低幅时长阈值Th_r，并依据检测结果、以及抑制提示信号Va和接收到的一释放使能信号Tr产生一释放提示信号Vr；其中，该释放使能信号Tr表示是否允许将释放提示信号Vr置为有效、该释放提示信号Vr表示是否需要将直流增益Gain调高一个档位；

从图7中可以明显看出模拟音频信号Ana在削波的波峰消失后，信号幅度会低于幅度参考电压信号Vref_r、并且低于幅度参考电压信号Vref_r的状态至少要持续到下一个波峰到来时；

因此，可以通过判断模拟音频信号Ana的幅度低于幅度参考电压信号Vref_r的持续时间来检测模拟音频信号Ana中的削波是否已消失，相应地：

若检测出模拟音频信号Ana的幅度低于幅度参考电压信号Vref_r的持续时间达到低幅时长阈值Th_r、以及抑制提示信号Va无效(以抑制提示信号Va无效为触发条件是为了避免释放提示信号Vr与抑制提示信号Va冲突)、释放使能信号Tr有效，则释放提示信号Vr被置为有效、以表示从模拟音频信号Ana中检测出存在的削波已消失并需要将直流增益Gain调高一个档位；

否则(例如出现模拟音频信号Ana的幅度高于幅度参考电压信号Vref_r、抑制提示信号Va有效、释放使能信号Tr无效等任意一种情况)，释放提示信号Vr保持为无效、以表示未从模拟音频信号Ana中检测出存在的削波已消失且无需将直流增益Gain调高一个档位。

实际应用中，按照经验值，可以设置低幅时长阈值Th_r大于模拟音频信号Ana的一个信号周期。当然，本领域技术人员也可以采用其他的经验值，或者根据实际应用中对于判断削波已消失时所采用的不同衡量标准而通过其他手段来确定低幅时长阈值Th_r。

图8为如图5所示削波抑制模块中的计时使能电路与削波检测电路配合产生的时序示意图。

首先请注意，图8中以数字音频信号Dig的有效脉冲为高电平脉冲、抑制提示信号Va和抑制使能信号Ta高电平有效为例，并且图8中还表示出了数字音频信号Dig在出现削波期间的有效脉冲的脉宽W_clipping大于脉宽时长阈值Th_a；

请在参见图5的同时再结合图8：

计时使能电路343用于产生抑制使能信号Ta，其中，抑制使能信号Ta在抑制提示信号Va每次被置为有效后的延迟时长Delay_a内被置为无效、其余时刻则保持为有效。

这样，是为了在每次依据有效的抑制提示信号Va将直流增益Gain调低一个档位置后，产生一个禁止将抑制提示信号Va置为有效的延时，以便于在下一次依据有效的抑制提示信号Va将直流增益Gain调低一个档位置之前产生一定的延时，从而能够使直流增益Gain的调低过程呈现为一个缓变过程，进而能够提高开启抑制削波时的听感平滑度。

图9为如图5所示削波抑制模块中的计时使能电路与释放检测电路配合产生的时序示意图。

首先请注意，图9中以抑制提示信号Va、释放提示信号Vr、释放使能信号Tr高电平有效为例；

请在参见图5的同时再结合图9：

计时使能电路343还用于产生释放使能信号Tr，其中，释放使能信号Tr在释放提示信号Vr每次被置为有效后的延迟时长Delay_r内被置为无效、其余时刻则保持为有效。

这是因为：

在检测出模拟音频信号Ana的幅度低于幅度参考电压信号Vref_r的持续时间达到低幅时长阈值Th_r之后，只要抑制提示信号Va无效，则释放提示信号Vr就会随着释放使能信号Tr的持续有效而同样地被持续地置为有效；

但由于释放提示信号Vr每次从无效变为有效都只表示需要将直流增益Gain调高一个档位，那么，释放提示信号Vr被持续地置为有效会使得直流增益Gain也只能被调高一个档位、而无法被逐步调高至最高档位；

从而，如果能够在释放提示信号Vr每次被置为有效后的延迟时长Delay_r内都将释放使能信号Tr置为无效，则在模拟音频信号Ana的幅度继续低于幅度参考电压信号Th_r、以及抑制提示信号Va无效的期间内，可以使释放提示信号Vr随着释放使能信号Tr在延迟时长Delay_r内的无效而形成在有效和无效之间交替地跳变的状态，进而使释放提示信号Vr产生多次从无效到有效的跳变，这样，利用释放提示信号Vr产生多次从无效到有效的跳变即可使得直流增益Gain被逐步调高至最高档位，从而能够使直流增益Gain的调高过程呈现为一个缓变过程，进而能够提高释放削波时的听感平滑度。

请再参见图5：

双向计数器344用于在抑制提示信号Va每次被置为有效时，执行一次表示将直流增益Gain调低一个档位的反向计数，这样能够确保在每次检测出有削波存在时能够将直流增益Gain调低一个档位；在释放提示信号Vr每次被置为有效、且正向计数尚未达到表示最高档位的最大值时，执行一次表示将直流增益Gain调高一个档位的正向计数，这样能够确保在每次检测出存在的削波已消失时能够将直流增益Gain逐步调高至最高档位、且逐步调高的每一步的步长为一个档位；以及，将产生的双向计数结果Vg[n:0]即可输出至滤波模块31、用以调节滤波模块31所提供的直流增益Gain，n为大于1的正整数。

优选地，针对如图4所示的滤波器31的优选结构，双向计数器344所产生的双向计数结果Vg[n:0]可以温度计码的形式构成，这样，无需译码即可直接通过对可调电阻Ri的调节来改变直流增益Gain。

如上可见，基于如图5所示的削波抑制模块34的优选结构，音频功率放大器30可以利用其输出的数字音频信号Dig在出现削波时的波形特性来检测出该数字音频信号Dig中是否存在削波、并以此来确定何时通过调低直流增益Gain来开启削波抑制，以及，利用其输入的模拟音频信号Ana在削波消失后的波形特性来检测出存在的削波是否已从模拟音频信号Ana中消失、并以此来确定何时通过调高直流增益Gain来释放削波抑制。

针对如图5所示出的优选结构中包含的削波检测电路341、释放检测电路342、计时使能电路343，本实施例中还分别提供了进一步细化的优选结构和备选结构，下面分别予以说明。

图10为如图5所示削波抑制模块的削波检测电路的优选结构示意图。如图10所示，为了能够检测数字音频信号Dig中的有效脉冲的脉宽是否达到脉宽时长阈值Th_a、并依据检测结果以及抑制使能信号Ta产生抑制提示信号Va，削波检测电路341的一种优选结构中可以包括：有效电位线性转换子电路Trans、比较器CMP1、以及逻辑器件D1。

有效电位线性转换子电路Trans用于将数字音频信号Dig中的每一有效脉冲转换为与该有效脉冲的脉宽所对应的线性有效电位Vt；

其中，线性有效电位Vt与有效脉冲的脉宽之间满足线性关系Vt＝Vt0+K·OUT(t)，Vt0是线性有效电位Vt的初始值、K为一个预设的恒定比例系数(本领域技术人员可以根据需要任意设定K的取值)、OUT(t)为表示为以时间t为变量的有效脉冲；每当出现有效脉冲OUT(t)时，线性有效电位Vt即可从Vt0变为Vt0+K·OUT(t)，而当有效脉冲结束时，线性有效电位Vt将被复位到Vt0。

比较器CMP1的一路输入端顺序接收各有效脉冲的线性有效电位Vt、另一路输入端接收一线性参考电压信号Vref_a(由音频功率放大器30内部提供或从音频功率放大器30外部引入)、一路输出端产生一电平信号S1；

请注意，图10中所示出的削波检测电路341的优选结构仅仅是以比较器CMP1的正输入端接收线性有效电位Vt、负输入端接收线性参考电压信号Vref_a为例，由此得到的电平信号S1为高电有效，但在实际应用中并不限于此；

其中，由于有效脉冲的线性有效电位Vt的大小与该有效脉冲的脉宽呈线形关系，因此，若有任意有效脉冲的线性有效电位Vt高于线性参考电压信号Vref_a，则电平信号S1被置为有效、以表示该有效脉冲的脉宽达到脉宽时长阈值Th_a，否则，电平信号S1保持为无效、以表示该有效脉冲的脉宽未达到脉宽时长阈值Th_a。

逻辑器件D1用于依据电平信号S1和抑制使能信号Ta产生抑制提示信号Va；

其中，若电平信号S1和抑制使能信号Ta均有效，则抑制提示信号Va被置为有效，否则，抑制提示信号Va保持为无效。

图11为如图10所示削波检测电路的优选结构的一具体实例的示意图。

首先请注意，图11中以数字音频信号Dig的有效脉冲为高电平脉冲、线性有效电位Vt为高电位为例，并且，图11中还以电平信号S1、抑制使能信号Ta、以及抑制提示信号Va均为高电平有效为例，以及，如图11所示实例中的线性有效电位Vt的初始值Vt0为0。

请参见图11，有效电位线性转换子电路Trans的优选结构可以包括：PMOS管Mp1、NMOS管Mn1、以及充电电容Ct。

PMOS管Mp1的栅极接收被一反向器N1反向的数字音频信号Dig_n、源极被拉高并接收一电流信号Ic(由音频功率放大器30内部提供或从音频功率放大器30外部引入)、漏极通过充电电容Ct接地；

NMOS管Mn1的栅极接收上述被反向的数字音频信号Dig_n、源极接地、漏极通过充电电容Ct接地。

在数字音频信号Dig有效的高电平脉冲期间：

反向的数字音频信号Dig_n为低电平；

低电平的数字音频信号Dig_n使PMOS管Mp1的栅源电压差(负值)足以将PMOS管Mp1导通；

低电平的数字音频信号Dig_n使NMOS管Mn1的栅源电压差(正值)不足以将NMOS管Mn1导通、而使NMOS管Mn关闭；

此时，电流信号Ic流经导通的PMOS管Mp1、但无法流经关闭的NMOS管Mn1，从而使得电流信号Ic向充电电容Ct充电；

相应地，充电电容Ct充电后产生的电压Vt0+K·OUT(t)即为当前高电平脉冲的线性有效电位Vt，并且，当前高电平脉冲的脉宽越大，充电得到的该高电平脉冲的线性有效电位Vt也就越高。

在数字音频信号Dig无效的低电平脉冲期间：

反向的数字音频信号Dig_n为高电平；

高电平的数字音频信号Dig_n使PMOS管Mp1的栅源电压差(负值)不足以将PMOS管Mp1导通、而使PMOS管Mp1关闭；

高电平的数字音频信号Dig_n使NMOS管Mn1的栅源电压差(正值)足以将NMOS管Mn1导通；

此时，电流信号Ic无法流经关闭的PMOS管Mp1，但由于NMOS管Mn1已导通，从而充电电容Ct通过NMOS管Mn1放电、并使充电电容Ct的电压由线性有效电位Vt降至0、即初始值Vt0。

在如图11所示的实例中，脉宽时长阈值Th_a就为线性参考电压信号Vref_a的电压值与充电电容Ct的电容值的乘积再与电流信号Ic的电流值之比，即，$>\mathrm{Th}\_a=\frac{\mathrm{Vref}\_a\times \mathrm{Ct}}{\mathrm{Ic}}.$>

优选地，可以设置电流信号Ic由音频功率放大器30内部的电压源VDD1产生、并一PMOS管Mp2来控制电流信号Ic。具体说：

PMOS管Mp2的栅极接收一控制电压信号Vbp(由音频功率放大器30内部提供或从音频功率放大器30外部引入)、源极被电压源VDD1拉高、漏极连接PMOS管Mp1的源极；

当控制电压信号Vbp使PMOS管Mp2导通后，PMOS管Mp1的源极通过导通的PMOS管Mp2而被电压源VDD1拉高、PMOS管Mp2导通产生的电流信号Ic流入PMOS管Mp1的源极，并且，通过控制PMOS管Mp2的导通程度还可调节电流信号Ic大小；

当控制电压信号Vbp使PMOS管Mp2关闭后，电流信号Ic消失。

请再参见图11，逻辑器件D1的优选结构可以为一与门A1，该与门A1的两路输入分别接收高电平有效的电平信号S1和高电平有效的抑制使能信号Ta，且该与门A1的一路输出产生高电平有效的抑制提示信号Va。

当然，若数字音频信号Dig的有效脉冲为低电平脉冲、和/或电平信号S1低电平有效、和/或抑制使能信号Ta低电平有效、和/或抑制提示信号Va低电平有效，则有效电位线性转换子电路Trans、逻辑器件D1可以参照上述的原理适应性调整。

也就是说，有效电位线性转换子电路Trans、逻辑器件D1的具体实现并不限于上述如图11所示的实例。

图12为如图5所示削波抑制模块的削波检测电路的备选结构示意图。如图12所示，同样是为了能够检测数字音频信号Dig中的有效脉冲的脉宽是否达到脉宽时长阈值Th_a、并依据检测结果以及抑制使能信号Ta产生抑制提示信号Va，削波检测电路341的一种备选结构中可以包括：计时器TIMER0、以及逻辑器件D1’。

计时器TIMER0用于在数字音频信号Dig中的每一有效脉冲期间利用时钟信号CLK0(由音频功率放大器30内部提供或从音频功率放大器30外部引入)进行计时，并依据计时结果产生一电平信号S1’；

其中，若计时器TIMER0计时到达一预设值，则电平信号S1’被置为有效、以表示该有效脉冲的脉宽达到脉宽时长阈值Th_a，否则，电平信号S1’保持为无效、以表示该有效脉冲的脉宽未达到脉宽时长阈值Th_a。

例如，参照前文所述的脉宽时长阈值Th_a大于载波信号Vs的一个载波周期的经验值，假设时钟信号CLK0的频率略小于载波信号Vs、并设置计时器TIMER0计时到达的预设值为1，那么，只要计时器TIMER0利用时钟信号CLK0计时到达1，即表示有效脉冲的持续时间已超过了载波信号Vs的一个载波周期，从而即可认定该有效脉冲的脉宽达到脉宽时长阈值Th_a。

逻辑器件D1’用于依据电平信号S1’和抑制使能信号Ta产生抑制提示信号Va；

其中，若电平信号S1’和抑制使能信号Ta均有效，则抑制提示信号Va被置为有效，否则，抑制提示信号Va保持为无效。

通过如图12所示的备选结构可见，削波检测电路341为了检测数字音频信号Dig中的有效脉冲的脉宽是否达到脉宽时长阈值Th_a，并不限于如图10所示的转换得到线性有效电位Vt、以及将线性有效电位Vt与线性参考电压信号Vref_a直接比对的优选结构，而是还可以通过以有效脉冲为约束而进行计时等方式的其他结构；而且，削波检测电路341为了产生抑制提示信号Va而进行逻辑运算的结构也不限于如图10所示的优选结构。

图13为如图5所示削波抑制模块的释放检测电路的优选结构示意图。如图13所示，为了检测模拟音频信号Ana的幅度低于一幅度参考电压信号Vref_r的持续时间是否达到表示削波已消失的低幅时长阈值Th_r、并依据检测结果以及抑制提示信号Va和接收到的释放使能信号Tr产生释放提示信号Vr，释放检测电路342的一种优选结构中可以包括：比较器CMP2、计时器TIMER1、以及逻辑器件D2。

比较器CMP2的一路输入端接收幅度参考电压信号Vref_r、另一路输入端接收模拟音频信号Ana、输出端产生一电平信号S2；

请注意，图13中所示出的释放检测电路342的优选结构仅仅是以比较器CMP2的正输入端接收幅度参考电压信号Vref_r、负输入端接收模拟音频信号Ana为例，由此得到的电平信号S2为高电有效，但在实际应用中并不限于此；

其中，若模拟音频信号Ana的幅度低于幅度参考电压信号Vref_r，则电平信号S2被置为有效、以表示模拟音频信号Ana的幅度已低于幅度参考电压信号Vref_r，否则，电平信号S2被置为无效、以表示模拟音频信号Ana的幅度未低于幅度参考电压信号Vref_r。

计时器TIMER1用于在电平信号S2被置为有效的期间内利用一时钟信号CLK1(由音频功率放大器30内部提供或从音频功率放大器30外部引入)进行计时，并依据计时结果和抑制提示信号Va产生一电平信号S3；

其中，若计时到达、以及抑制提示信号Va无效，则电平信号S3被置为有效、以表示模拟音频信号Ana的幅度低于幅度参考电压信号Vref_r的持续时间已达到低幅时长阈值Th_r，否则，电平信号S3保持为无效、以表示模拟音频信号Ana的幅度低于一幅度参考电压信号Vref_r的持续时间未达到低幅时长阈值Th_r。

逻辑器件D2用于依据电平信号S3和释放使能信号Tr产生抑制提示信号Vr；

其中，若电平信号S3和释放使能信号Tr均有效，则释放提示信号Vr被置为有效、以表示从模拟音频信号Ana中检测出存在的削波已消失，否则，释放提示信号Vr保持为无效、以表示未从模拟音频信号Ana中检测出存在的削波已消失。

图14为如图13所示释放检测电路的优选结构的一具体实例的示意图。

首先请注意，图14中以电平信号S2、电平信号S3、释放使能信号Tr以及释放提示信号Vr均为高电平有效为例。

请参见图14，计时器TIMER1的优选结构可以包括：顺序串联的P个D触发器DFF_1_1～DFF_1_P，P为大于1的正整数；其中：

顺序串联的P个D触发器DFF_1_1～DFF_1_P中的尾端的D触发器DFF_1_P在抑制提示信号Va无效时被激活(图14中以尾端的D触发器DFF_1_P在被一反向器N2反向后的抑制提示信号Va_n有效时被激活为例)；

顺序串联的P个D触发器DFF_1_1～DFF_1_P中除尾端的D触发器DFF_1_P之外的其余D触发器DFF_1_1～DFF_1_P-1均在电平信号S2有效时被激活；

顺序串联的P个D触发器DFF_1_1～DFF_1_P中的首端的D触发器DFF_1_1被预置输入一有效电平(图14中以利用一电压源VDD2向首端的D触发器DFF_1_1预置输入有效的高电平为例)，并在被激活之后依据被预置输入的有效电平而在时钟信号CLK1的上升沿到来时将输出的电平由激活之前的无效翻转为有效；

顺序串联的P个D触发器DFF_1_1～DFF_1_P中除首端的D触发器DFF_1_1之外的其余D触发器DFF_1_2～DFF_1_P均分别以前一个相邻的D触发器DFF_1_1～DFF_1_P-1产生的电平为输入，并在被激活之后依据被输入的有效电平而在时钟信号CLK1的上升沿到来时将输出的电平由激活之前的无效翻转为有效；

在图14，电平信号S3为尾端的D触发器DFF_1_P产生的电平。

这样，经过时钟信号CLK1的i个时钟周期，首端的D触发器DFF_1_1～第i+1个D触发器DFF_1_i+1即可被依次触发翻转，i为大于等于1且小于等于P-1的正整数，由此，当最后一个D触发器DFF_1_P可被触发翻转时，已经历了时钟信号CLK1的P-1个时钟周期，那么，只要尾端的D触发器DFF_1_P此时能够被无效的抑制提示信号Va激活，则在经历了时钟信号CLK1的P个时钟周期之后，尾端的D触发器DFF_1_P就会完成翻转、并使电平信号S3被置为有效的高电平，否则，尾端的D触发器DFF_1_P暂不执行翻转、并使电平信号S3保持为无效的低电平。

从而，D触发器DFF_1_1～DFF_1_P的总个数P与时钟信号CLK1的单位时钟周期之乘积即相当于低幅时长阈值Th_r。

请参见图14，逻辑器件D2的优选结构可以为一与门A2，与门A2的两路输入分别接收电平信号S3和释放使能信号Tr，与门A2的一路输出产生释放提示信号Vr。

当然，若电平信号S2、电平信号S3、释放使能信号Tr以及释放提示信号Vr中的任意一个或多个为低电平有效，则计时器TIMER1、逻辑器件D2可以参照上述的原理适应性调整。

也就是说，计时器TIMER1、逻辑器件D2的具体实现并不限于上述如图14所示的实例。

图15为如图5所示削波抑制模块的释放检测电路的备选结构示意图。如图15所示，同样是为了检测模拟音频信号Ana的幅度低于一幅度参考电压信号Vref_r的持续时间是否达到表示削波已消失的低幅时长阈值Th_r、并依据检测结果以及抑制提示信号Va和接收到的释放使能信号Tr产生释放提示信号Vr，释放检测电路342的一种备选结构中可以包括：比较器CMP2、计时器TIMER1’、以及逻辑器件D2’。

比较器CMP2的连接关系及工作原理与如图13所示的相同。

逻辑器件D2’用于依据抑制提示信号Va和释放使能信号Tr产生一电平信号S3’；

其中，若抑制提示信号Va无效、释放使能信号Tr有效，则电平信号S3’被置为有效，以表示此时产生的释放提示信号Vr允许被置为有效，否则，电平信号S3’保持为无效，以表示此时产生的释放提示信号Vr禁止被置为有效。

计时器TIMER1’用于在电平信号S2被置为有效的期间内利用时钟信号CLK1(由音频功率放大器30内部提供或从音频功率放大器30外部引入)进行计时，并依据计时结果和电平信号S3’产生抑制提示信号Va；

其中，若计时到达、以及电平信号S3’有效，则抑制提示信号Va被置为有效、以表示从模拟音频信号Ana中检测出存在的削波已消失，否则，抑制提示信号Va保持为无效、以表示未从模拟音频信号Ana中检测出存在的削波已消失。

通过如图15所示的备选结构可见，释放检测电路342为了产生具有多个约束条件的释放提示信号Vr，并不限于如图13所示的先利用抑制提示信号Va来控制电平信号S3、再利用电平信号S3与释放使能信号Tr的逻辑运算结果来确定释放提示信号Vr是否有效的优选结构，而是可以采用可产生任意约束逻辑的其他结构。

图16为如图5所示削波抑制模块的计时使能电路的优选结构示意图。如图16所示，为了产生抑制使能信号Ta和释放使能信号Tr，计时使能电路343的一种优选结构中可以包括：逻辑器件D3、以及计时器TIMER2。

逻辑器件D3用于依据抑制提示信号Va和释放提示信号Vr产生一电平信号S4；

其中，若抑制提示信号Va和释放提示信号Vr均无效，则电平信号S4保持为有效、以表示此时需要使抑制使能信号Ta和释放使能信号Tr在各自对应的延迟时间内的无效，否则，电平信号S4被置为无效、以表示此时继续保持抑制使能信号Ta和释放使能信号Tr的有效；

计时器TIMER2用于在电平信号S4每次被置为无效后将计时结果复位，以及，在等到电平信号S4于每次复位后被置为有效之后利用一时钟信号CLK2(由音频功率放大器30内部提供或从音频功率放大器30外部引入)重新进行计时，并依据计时结果产生抑制使能信号Ta和释放使能信号Tr；

其中，抑制使能信号Ta在复位之后至计时到达延时时长Delay_a之前的期间内被置为无效、其余时刻保持有效，释放提示信号Tr在复位之后至计时到达延时时长Delay_r之前的期间内被置为无效、其余时刻保持有效。

对于上述的计时使能电路343的优选结构来说，计时器TIMER2一旦被复位，抑制使能信号Ta和释放使能信号Tr势必会立即被置为无效，那么按照前文所述的抑制使能信号Ta对抑制提示信号Va的影响、以及释放使能信号Tr对释放提示信号Vr的影响，用于约束电平信号S4的抑制提示信号Va和释放提示信号Vr也会立即被置为无效、并导致电平信号S4于每次复位后被置为有效，因而上述的计时使能电路343的优选结构能够实现前文所述的延时时长Delay_a和延时时长Delay_r。

此外，上述的计时使能电路343的优选结构实际上是将产生抑制使能信号Ta和产生释放使能信号Tr的功能复用在了一个计时器TIMER2中，这样即可节省硬件资源。

而且，将产生抑制使能信号Ta和产生释放使能信号Tr的功能复用在了一个计时器TIMER2中，也不会导致冲突，这是因为：

在利用抑制使能信号Ta产生的延时时长Delay_a起作用时，仅需要关注此时有效的抑制提示信号Va、且此时的释放提示信号Vr会为无效，因而此时的释放使能信号Tr的状态不会有任何影响；

同样地，在释放使能信号Tr产生的用于使释放提示信号Vr交替跳变的延时时长Delay_r起作用时，仅需要观注此时有效的释放提示信号Vr、且此时的抑制提示信号Va会为无效，因而此时的抑制使能信号Ta的状态不会有任何影响。

图17为如图16所示计时使能电路的优选结构的一具体实例的示意图。

首先请注意，图17中以抑制提示信号Va、释放提示信号Vr、电平信号S4、抑制使能信号Ta、以及释放使能信号Tr均为高电平有效为例。

请参见图17，逻辑器件D3的优选结构可以为一或非门O0，或非门O0的两路输入分别接收抑制提示信号Va和释放提示信号Vr，或非门O0的一路输出产生电平信号S4。

请再参见图17，计时器TIMER2的优选结构可以包括顺序串联的Q个D触发器DFF_2_1～DFF_2_Q，Q为大于1的正整数；其中：

顺序串联的Q个D触发器DFF_2_1～DFF_2_Q均在电平信号S4每次被置为无效后被复位；

顺序串联的Q个D触发器DFF_2_1～DFF_2_Q中的首端的D触发器DFF_2_1被预置输入一有效电平(图17中以利用一电压源VDD3向首端的D触发器DFF_2_1预置输入有效的高电平为例)，并在等到电平信号S4于每次复位后被置为有效之后，依据被预置输入的有效电平而在时钟信号CLK2的上升沿到来时将输出的电平由复位形成的无效而翻转为有效；

顺序串联的Q个D触发器DFF_2_1～DFF_2_Q中除首端的D触发器DFF_2_1之外的其余D触发器DFF_2_2～DFF_2_Q均分别以前一个相邻的D触发器DFF_2_1～DFF_2_Q-1产生的电平为输入，并在等到电平信号S4于每次复位后被置为有效之后，依据输入的有效电平而在时钟信号CLK2的上升沿到来时将输出的电平由复位形成的无效而翻转为有效。

在图17中，抑制使能信号Va可以为任意一个D触发器DFF_2_j输出的电平，释放使能信号Vr可以为任意一个D触发器DFF_2_k输出的电平，j为大于等于1且小于等于Q的正整数、k为大于等于1且小于等于Q的正整数(图17中仅仅是以j取大于1且小于Q的值、k取Q为例，实际应用中并不限于此)。

这样，经过时钟信号CLK2的j个时钟周期，第j个D触发器DFF_2_j就会完成翻转、并使抑制使能信号Va由复位形成的无效被置为有效的高电平，从而，即可由此产生大小为时钟信号CLK2的j个时钟周期的延时时长Delay_a；

同样地，经过时钟信号CLK2的k个时钟周期，第k个D触发器DFF_2_k就会完成翻转、并使释放使能信号Vr由复位形成的无效被置为有效的高电平，从而，即可由此产生大小为时钟信号CLK2的k个时钟周期的延时时长Delay_r。

当然，若抑制提示信号Va、释放提示信号Vr、电平信号S4、抑制使能信号Ta、以及释放使能信号Tr中的任意一个或多个为低电平有效，则计时器TIMER2、逻辑器件D3可以参照上述的原理适应性调整。

也就是说，计时器TIMER2、逻辑器件D3的具体实现并不限于上述如图17所示的实例。

图18为如图5所示削波抑制模块的计时使能电路的备选结构示意图。如图18所示，同样是为了产生抑制使能信号Ta和释放使能信号Tr，计时使能电路343的一种备选结构中可以包括：计时器TIMER 3、以及计时器TIMER4。

计时器TIMER3用于在抑制提示信号Va每次被置为有效后将计时结果复位，以及，在等到抑制提示信号Va于每次复位后被置为无效之后利用一时钟信号CLK3(由音频功率放大器30内部提供或从音频功率放大器30外部引入)重新进行计时，并依据计时结果产生抑制使能信号Ta；

其中，抑制使能信号Ta在复位之后至计时到达延时时长Delay_a之前的期间内被置为无效、其余时刻保持有效。

计时器TIMER4用于在释放提示信号Vr每次被置为有效后将计时结果复位，以及，在等到释放提示信号Vr于每次复位后被置为无效之后利用一时钟信号CLK4(由音频功率放大器30内部提供或从音频功率放大器30外部引入)重新进行计时，并依据计时结果产生释放使能信号Tr；

其中，释放提示信号Tr在复位之后至计时到达延时时长Delay_r之前的期间内被置为无效、其余时刻保持有效。

通过如图18所示的备选结构可见，计时使能电路343为了产生抑制使能信号Ta和释放使能信号Tr，并不限于如图16所示的基于对抑制提示信号Va和释放提示信号Vr的逻辑运算而复用一个计时器TIMER2的优选结构，而是可以采用可产生同样效果的其他结构。

以上是对本实施例中的音频功率放大器30的详细说明。参照该音频功率放大器30用于实现削波抑制的基本原理，本实施例还提供了一种音频功率放大器的调节方法。

该调解方法设置音频功率放大器的直流增益Gain可调，并且，该调节方法还包括在音频功率放大器内执行的用于启动削波抑制的步骤a和用于释放削波抑制的步骤b，其中：

用于启动削波抑制的步骤a为：从音频功率放大器30输出的数字音频信号Dig中检测是否有削波存在，并在从数字音频信号Dig中检测出有削波存在时，将音频功率放大器30的可调节的直流增益Gain调低；

用于释放削波抑制的步骤b为：从输入音频功率放大器30的模拟音频信号Ana中检测是否有存在的削波已消失，并在从模拟音频信号Ana中检测出存在的削波已消失时，将音频功率放大器30的可调节的直流增益Gain调高。

可见，本实施例中音频功率放大器的调节方法能够通过调节音频功率放大器的直流增益Gain来实现削波抑制，而且，还能够通过对音频功率放大器输出的数字音频信号Dig的检测来判断出该数字音频信号Dig中是否存在削波、并以此来确定何时通过调低直流增益Gain来开启削波抑制，以及，通过对输入音频功率放大器的模拟音频信号Ana来判断出存在的削波是否已消失、并以此来确定何时通过调高直流增益Gain来释放削波抑制，由此，本实施例中音频功率放大器的调节方法能够与前文所述的音频功率放大器30产生同样的技术效果，此处不再赘述。

此外：

用于启动削波抑制的步骤a为可以在每次从数字音频信号Dig中检测出有削波存在时，将音频功率放大器30的可调节的直流增益Gain调低一个档位；

用于释放削波抑制的步骤b为可以在每次从模拟音频信号Ana中检测出存在的削波已消失时，将音频功率放大器30的可调节的直流增益Gain逐步调高至最高档位、且逐步调高的每一步的步长为一个档位；

其中，每一档位为所述直流增益的调节范围内预先划分出的一个对应的区间ΔGain。

这样，能够与前文所述的音频功率放大器30产生同样的进一步效果。

实际应用中，对于应用该调节方法的音频功率放大器的信号通路采用采用如图4所示的优选结构的情况，在用于启动削波抑制的步骤a和用于释放削波抑制的步骤b中，直流增益Gain就为反馈电阻Rf的阻值与可调电阻Ri的阻值之比，即相应地，直流增益Gain的可调节范围由可调电阻Ri的可调节范围来确定，并且，若该调节方法选用渐变方式的调节，则可以将可调电阻Ri的可调节范围划分为若干个区间ΔRi，即可利用可调电阻Ri的区间ΔRi来控制分别对应各档位的直流增益Gain的若干个区间ΔGain。

这种情况下，利用可调电阻Ri的阻值即可实现直流增益Gain的调节、并且可调电阻Ri的阻值变化不会影响到用于滤波的截止频率f_C，因而在实现直流增益Gain可调节的同时还能够确保信号通路的稳定工作。

此外，针对选用渐变方式调节的调节方法，本实施例中还为用于启动削波抑制的步骤a和用于释放削波抑制的步骤b分别提供了相应的优选方式。

对于用于启动削波抑制的步骤a，其优选方式可以包括如下的处理过程：

步骤a1、检测数字音频信号Dig中的有效脉冲的脉宽是否达到表示该有效脉冲为削波的脉宽时长阈值Th_a，并依据检测结果以及接收到的一抑制使能信号Ta产生一抑制提示信号Va；

其中，该抑制使能信号Ta表示是否允许将抑制提示信号Va置为有效、该抑制提示信号Va表示是否需要将直流增益Gain调低一个档位；

并且，若检测出有任意有效脉冲的脉宽达到脉宽时长阈值Th_a、且抑制使能信号Ta有效，则抑制提示信号Va被置为有效、以表示从数字音频信号Dig中检测出有削波存在并需要将直流增益Gain调低一个档位；否则，抑制提示信号Va保持为无效；

以及，抑制使能信号Ta在抑制提示信号Va每次被置为有效后的延迟时长Delay_a内被置为无效、其余时刻则保持为有效；

步骤a2、在抑制提示信号Va每次被置为有效时，对用于确定直流增益大小的一双向计数结果Vg[n:0]执行一次表示将直流增益调低一个档位的反向计数。

这样，当执行一次表示将直流增益调低一个档位的反向计数后，即相当于启动了削波抑制。并且，由于抑制使能信号Ta在抑制提示信号Va每次被置为有效后的延迟时长Delay_a内被置为无效、其余时刻则保持为有效，因而在每次依据有效的抑制提示信号Va将直流增益调低一个档位置后，能够产生一个禁止将抑制提示信号Va置为有效的延时，从而能够在下一次依据有效的抑制提示信号Va将直流增益调低一个档位置之前产生一定的延时。

对于用于释放削波抑制的步骤b，其优选方式可以包括如下的处理过程：

步骤b1、检测模拟音频信号Ana的幅度低于一幅度参考电压信号Vref_r的持续时间是否达到表示削波已消失的低幅时长阈值Th_r，并依据检测结果以及抑制提示信号Va和接收到的一释放使能信号Tr产生一释放提示信号Vr；

其中，该释放使能信号Tr表示是否允许将释放提示信号Vr置为有效、该释放提示信号Vr表示是否需要将直流增益Gain调高一个档位；

并且，若检测出模拟音频信号Ana的幅度低于幅度参考电压信号Vref_r的持续时间达到低幅时长阈值Th_r、并且抑制提示信号Va无效、释放使能信号有效Tr，则释放提示信号Vr被置为有效、以表示从模拟音频信号Ana中检测出存在的削波已消失并需要将直流增益Gain调高一个档位；否则，释放提示信号Vr保持为无效；

以及，释放使能信号Tr在释放提示信号Vr每次被置为有效后的延迟时长Delay_r内被置为无效、其余时刻则保持为有效；

步骤b2、在释放提示信号Vr每次被置为有效、且正向计数尚未达到表示最高档位的最大值时，对用于确定直流增益大小的一双向计数结果Vg[n:0]执行一次表示将直流增益调高一个档位的正向计数。

这样，当执行将直流增益调高的正向计数、直至正向计数达到表示最高档位的最大值后，即相当于释放了削波抑制。并且，由于释放使能信号Tr在释放提示信号Vr每次被置为有效后的延迟时长Delay_r内被置为无效、其余时刻则保持为有效，因而在模拟音频信号Ana的幅度继续低于幅度参考电压信号Th_r、以及抑制提示信号Va无效的期间内，可以使释放提示信号Vr随着释放使能信号Tr在延迟时长Delay_r内的无效而形成在有效和无效之间交替地跳变的状态，进而使释放提示信号Vr产生多次从无效到有效的跳变，这样，利用释放提示信号Vr产生多次从无效到有效的跳变即可使得直流增益被逐步调高至最高档位。

在实际应用中：

按照经验值，脉宽时长阈值Th_a大于音频功率放大器30中的一载波信号Vs的一个载波周期；

按照经验值，低幅时长阈值Th_r大于模拟音频信号Ana的一个信号周期；

以及，针对音频功率放大器30的信号通路采用采用如图4所示的优选结构的情况，双向计数结果Vg[n:0]可以温度计码的形式构成，这样，无需译码即可直接通过对可调电阻Ri的调节来改变直流增益。

进一步地，针对用于启动削波抑制的步骤a中的步骤a1、以及用于释放削波抑制的步骤b中的步骤b1，本实施例分别提供了进一步细化的相应有选方式和备选方式。

用于启动削波抑制的步骤a中的步骤a1的优选方式包括：

步骤a11、将数字音频信号Dig中的每一有效脉冲转换为与该有效脉冲的脉宽所对应的线性有效电位Vt；

步骤a12、将各有效脉冲的线性有效电位Vt与一线性参考电压信号Vref_a进行比较、并依据比较结果产生一电平信号S1；

其中，若有任意有效脉冲的线性有效电位Vt高于线性参考电压信号Vref_a，则电平信号S1被置为有效、以表示该有效脉冲的脉宽达到脉宽时长阈值Th_a，否则，电平信号S1保持为无效；

步骤a12、依据电平信号S1和抑制使能信号Ta产生抑制提示信号Va；

其中，若电平信号S1和抑制使能信号Ta均有效，则抑制提示信号Va被置为有效，否则，抑制提示信号Va保持为无效。

用于启动削波抑制的步骤a中的步骤a1的备选方式包括：

步骤a11’、在数字音频信号Dig中的每一有效脉冲期间利用时钟信号CLK0进行计时，并依据计时结果产生一电平信号S1’；

其中，若步骤a11’计时到达一预设值，则电平信号S1’被置为有效、以表示该有效脉冲的脉宽达到脉宽时长阈值Th_a，否则，电平信号S1’保持为无效；

步骤a12’、依据电平信号S1’和抑制使能信号Ta产生抑制提示信号Va；

其中，若电平信号S1’和抑制使能信号Ta均有效，则抑制提示信号Va被置为有效，否则，抑制提示信号Va保持为无效。

可见，用于启动削波抑制的步骤a中的a1的实现方式并不限于一种。

用于释放削波抑制的步骤b中的步骤b1的优选方式包括：

步骤b11、将述幅度参考电压信号Vref_r与模拟音频信号Ana进行比较、并依据比较结果产生一电平信号S2；

其中，若模拟音频信号Ana的幅度低于幅度参考电压信号Vref_r，则电平信号S2被置为有效、以表示模拟音频信号Ana的幅度已低于幅度参考电压信号Vref_r，否则，第二电平信号S2被置为无效；

步骤b12、在电平信号S2被置为有效的期间内利用时钟信号CLK1进行计时，并依据计时结果和抑制提示信号Va产生一电平信号S3；

其中，若步骤b12计时到达、以及抑制提示信号Va无效，则电平信号S3被置为有效，否则，电平信号S3保持为无效；

b13、依据电平信号S3和释放使能信号Tr产生抑制提示信号Vr；

其中，若电平信号S3和释放使能信号Tr均有效，则释放提示信号Vr被置为有效、以表示模拟音频信号Ana的幅度低于幅度参考电压信号Vref_r的持续时间已达到低幅时长阈值Th_r，否则，释放提示信号Vr保持为无效。

可见，用于释放削波抑制的步骤b中的步骤b1的实现方式并不限于一种。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明保护的范围之内。