海上风电场直流汇聚用三电平变换器及其控制方法

摘要

本发明公开了海上风电场直流汇聚用三电平变换器及其控制方法，属于电力电子功率变换的技术领域。所述三电平直流变换器包括依次连接的输入电容分压支路、单相全桥逆变电路，中频隔离变压器，与中频隔离变压器副边绕组连接的输出整流滤波电路，第一双向开关、第二双向开关。所述控制方法以输入电容分压支路电压平衡点为参考点，采取半波周期电位平衡法控制开关管的导通。本发明所述三电平变换器为海上风场直流汇聚关键设备，节约器件使用成本，降低拓扑结构的复杂性；开关损耗小、输出电压波形好；降低了传输损耗提高了效率；简化了驱动电路的设计。

说明书

技术领域

本发明公开了海上风电场直流汇聚用三电平变换器及其控制方法，属于电力 电子功率变换的技术领域。

背景技术

由于近些年来常规能源逐渐枯竭全世界范围内能源告急，因此越来越多的人 将目光转向可再生能源。而在发电领域，风能技术是新能源发电技术中技术最为 成熟，最具开发规模的发电方式之一。但是，由于陆上可利用空间和风力资源有 限，使得建设大规模的海上风电场成为风力发电的主要发展趋势。我国海上资源 丰富海岸线绵长，仅江苏东部黄海上的辐射沙洲，就可以建设总装机容量数倍于 三峡水电站的海上风电基地。另外，海上风电场与陆上风电场的比较优势为：节 省土地资源、减少噪声及公共视觉冲击、海上风场规模大、海上风能资源优良、 风切变较小等。这些优势使得海上风电的发展具有十分重大的经济意义和战略意 义。

目前海上风电场现有技术方案为：采用交流技术将风场内各风机输出电能进 行汇聚，然后通过高压交流输电（HVAC，High Voltage AC）或者高压直流输电 （HVDC，High Voltage DC）方式将海上所汇聚的风电并入陆上交流电网，此为 交流方案。交流网方案适用于直接并网的情况，然而，通常海上风电场距陆上并 网点都有一段距离，这使得此交流网方案并不适用于海上风场。进而，欧盟一些 国家大力主张推广海上直流网技术，即利用直流技术来汇聚风机输出的电能，并 进一步利用直流技术将汇聚电能传输至陆上并网点，此为直流方案。直流方案十 分适合用于海上风电场的电能汇聚与传输，它避免了使用大容量的50或60Hz 的变压器，转而代替工频变压器的是体积小重量轻的中频变压器，这也就省去了 建立海上平台，从而降低了安装和维护的成本。

现有直流方案中存在的技术不足为：该方案中的核心部件是高压大容量的 DC/DC变换器，在DC/DC变换器内目前沿用较多的是两电平变流器，但是两电 平输出谐波含量大波形较差，开关需承受的电压是全部直流侧电压，因此电压的 变化率大，容易引起电磁干扰。为此发展了多电平技术，电平数的增加显著的改 善了输出电压波形，使之更趋近于正弦波，也使得所需滤波电容、电感更小，降 低了系统成本的同时减少了系统的体积。另外，由于开关需承受的电压为直流侧 电压的一半，从而减小了变化率，减轻了电磁干扰。但是电平数增加也会使电路 所用器件增加驱动电路复杂，因此在权衡电路的成本、复杂性和对输出波形的要 求后，大多采用三电平DC/DC变换器。但是，目前DC/DC变换器最新的设计 是采用二极管钳位的三电平变换器，然而该变换器有以下几个缺点：1、由于开 关损耗是变流器损耗的主要来源，因此每个桥臂靠外部的两个开关管的损耗较内 侧开关管更高，因此发热更严重，使用寿命也更短。这是二极管钳位的固有缺陷， 在不改进拓扑的前提下很难完全解决这一问题。2、拓扑结构复杂应用大量的开 关器件，造成开关损耗和传输损耗严重，能量传输效率低。3、开关串联，当两 个串联的IGBT同时关断时，瞬间的动作可能引起电压分配不均衡，从而不能进 行正负电平的直接变换。

上述技术不足使得整个DC/DC变换器的开关损耗和传输损耗很大，并且器 件过多，造成变换器效率降低成本过高。为此，急需一个开关频率高、器件少、 损耗小、效率高、易于控制的应用于海上风电场的DC/DC变换器。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是针对上述背景技术的不足，提供了海上风电场 直流汇聚用三电平变换器及其控制方法。

本发明为实现上述发明目的采用如下技术方案：

海上风电场直流汇聚用三电平变换器，包括依次连接的输入电容分压支路、 单相全桥逆变电路，中频隔离变压器，与中频隔离变压器副边绕组连接的输出整 流滤波电路，所述输入电容分压支路两端分别接正负电平、中点接零电平，所述 高压大功率变换场合直流汇聚母线用变换器还包括第一双向开关、第二双向开 关，其中：

所述第一双向开关的一端、第二双向开关的一端分别与输入电容分压电路中 点连接，所述第一双向开关的另一端、所述中频隔离变压器原边绕组的一个端子 分别与所述单相全桥逆变电路一个桥臂的中点连接；所述第二双向开关的另一 端、所述中频隔离变压器原边绕组的另一个端子分别与所述单相全桥逆变电路另 一个桥臂的中点连接。

所述的海上风电场直流汇聚用三电平变换器中，第一双向开关、第二双向开 关均有两个共射极连接或者共基极连接的全控功率器件构成。

所述海上风电场直流汇聚用三电平变换器的控制方法中，第一开关管和第三 开关管互补导通，第四开关管和第二开关管互补导通，第五开关管和第七开关管 互补导通，第八开关管和第六开关管互补导通，以输入电容分压支路电压平衡点 为参考点，采取半波周期电位平衡法控制开关管的导通。

本发明采用上述技术方案，具有以下有益效果：

（1）节约器件使用成本，降低拓扑结构的复杂性；

（2）不仅集成了两电平变流器低传输损耗、器件少、操作简单的优点，又 同时具备三电平换流器开关损耗小、输出电压波形好的优点

（3）降低了传输损耗提高了效率；

（4）简化了驱动电路的设计；

附图说明

图1为海上风电场的整体拓扑结构。

图2为本发明海上风电场直流汇聚用三电平变换器的电路图。

图3为海上风电场直流汇聚用三电平变换器脉冲电压控制欲输出电压的波形 图。

图中标号说明：C1、C2、C3为第一、第二、第三电容，T1、T2、T3、T4、 T5、T6、T7、T8为第一、第二、第三、第四、第五、第六、第七、第八全功率 开关管，VD1、VD2、VD3、VD4为第一、第二、第三、第四整流二极管。

具体实施方式

下面结合附图对发明的技术方案进行详细说明：

如图1，海上风电场的整体拓扑结构可分为直流风机单元、直流风机群（或 者并联机群）和高压直流输电电缆。在直流风机单元中包含了风力发电机、AC/DC 变流器、DC/DC变换器。首先，由风力发电机发出交流电能；随后，利用变流器 将风力发电机输出的交流电能变换为直流，即将风机输出的电能进行AC/DC变 换；最后，对AC/DC变流器输出的直流电进行DC/DC变换以升高电压。而直流风 机群是将一定数量的直流风机单元串联起来，因此机群的电压为群内各单元电压 的和，即进行了直流的二次升压，以此达到HVDC的电压等级。此种方式是以加 强串联风机单元的控制为代价，从而降低了对前述DC/DC变换器中开关器件和 中频变压器的要求。但是，从总体上是还是降低了设计运行成本。并联机群是将 相同电压等级的机群并联从而实现能量的汇聚。汇聚后的能量通过高压直流电缆 送往陆上并网点，在陆上进行DC/AC的变换后，将交流电能并入电网。

海上风电场直流汇聚用三电平变换器如图2所示，包括依次连的输入电容分 压支路、单相全桥逆变电路，中频隔离变压器，与中频隔离变压器副边绕组连接 的输出整流滤波电路，第一双向开关，第二双向开关。电容值相等的第一电容 C1、第二电容C2串联连接组成输入电容分压支路，第一、第四、第五、第八全 功率开关管T1、T4、T5、T8组成单相全桥逆变电路，共射级连接的第二、第三 全功率开关管T2、T3构成第一双向开关，共射级连接的第六、第七全功率开关 管T6、T7构成第二双向开关，第一、第二、第三、第四整流二极管VD1、VD2、 VD3、VD4组成输出整流滤波电路。第二、第三全功率开关管T2、T3构成的第 一双向开关也可以共基极连接，第六、第七全功率开关管T6、T7构成的第二双 向开关也可以共基极连接。输出整流滤波电路输出端接有网侧稳压电容第三电容 C3。

输入电容分压支路两端分别接正负电平（P、N两点）、中点接零电平（O点）。 第一双向开关的一端、第二双向开关的一端分别与输入电容分压电路中点连接， 第一双向开关的另一端、中频隔离变压器原边绕组的一个端子分别与单相全桥逆 变电路一个桥臂的中点a连接；第二双向开关的另一端、中频隔离变压器原边绕 组的另一个端子分别与单相全桥逆变电路另一个桥臂的中点b连接。

输入电容分压支路中，第一、第二电容C1、C2上电压相等，均为机侧直流 低压电压的一半V_dc/2。第一、第二、第三、第四全功率开关管T1、T2、T3、T4 构成一个T型桥臂，第五、第六、第七、第八全功率开挂管T5、T6、T7、T8 构成另一个T型桥臂，两个T型桥臂组成一个H全桥。

海上风电场直流汇聚用三电平变换器变比设定：DC/DC变换器的输入输出 电压比设定为1:10，因风机发出的交流电经AC/DC整流后的电压在1.1kV左右， 因此DC/DC变换后输出的电压在11kV左右。T1、T5为高压侧开关，T4、T8 为低压侧开关，它们的耐压能力为T2、T6和T3、T7的两倍。因此，T1、T4、 T5、T8可选耐压能力为1.7kV的IGBT，T2、T3、T6、T7可选耐压能力为0.6kV 的IGBT。

海上风电场直流汇聚用三电平变换器的开关工作方式：（1）T1和T2导通， 输出为V_dc/2；（2）T1关断经过一个导通延时后T3导通，输出为0；（3）T2关 断经过一个导通延时后T4导通，输出为-V_dc/2。对于每一桥臂各开关组态与输 出电压情况如下表1所示：

位置 V_outT₁T₂T₃T₄P +V_dc/2 on on off off O 0 off on on off N -V_dc/2 off off on on

表1

海上风电场直流汇聚用三电平变换器的控制方法，第一全功率开关管T1和 第三全功率开关管T3互补导通，第四全功率开关管T4和第二全功率开关管T2 互补导通，第五全功率开关管T5和第七全功率开关管T7互补导通，第八全功 率开关管T8和第六全功率开关管T6互补导通，以输入电容分压支路电压平衡 点为参考点，采取半波周期电位平衡法控制开关管的导通。为了避免单相全桥逆 变电路的桥臂直通，控制第一全功率开关管T1、第四全功率开关管T4不同时导 通，控制第五全功率开关管T5、第八全功率开关管T8不同时导通。各开关的通 断情况由0和1表示，即若开关导通则T=1，若开关关则T=0控制模式1。

当第二电容C2中的电流值i_C2比第一电容C1中的电流值i_C1大时，此时第二 电容C2放电程度比第一电容C1严重，则有V_C1>V_C2，采用控制模式1控制三电 平变换器：

在第Ⅰ区间，T1T4T5T8=1111，T3T2T7T6=0000，输出电压V_ab为0。

在第Ⅱ区间，T1T4T5T8=1000，T3T2T7T6=0111，输出电压V_ab为V_dc/2。

在第Ⅲ区间，T1T4T5T8=1001，T3T2T7T6=0110，输出电压V_ab为V_dc。

在第Ⅳ区间，T1T4T5T8=0001，T3T2T7T6=1110，输出电压V_ab为V_dc/2。

第Ⅴ区间，开关情况与输出电压同第I区间。

控制模式2：当第一电容C1中的电流值i_C1比第二电容C2中的电流值i_C2大时，此时第一电容C1比第二电容C2放电程度严重，则有V_C2>V_C1，采用控制 模式2控制三电平变换器：

第Ⅵ区间，开关T1T4T5T8=0100，开关T3T2T7T6=1011，输出电压V_ab为 -V_dc/2。

第Ⅶ区间，开关T1T4T5T8=0110，开关T3T2T7T6=1001，输出电压V_ab为-V_dc。

第Ⅷ区间，开关T1T4T5T8=0010，开关T3T2T7T6=1101，输出电压V_ab为 -V_dc/2。

第Ⅸ区间，开关情况与输出电压同第I区间。

单个开关导通时间的占空比为D，两个开关同时导通时间的占空比为D₀，则 有：

$D=\frac{t_{\mathrm{on}}}{T_s},D_0=\frac{t_{\mathrm{on}}^{\prime }}{T_s}---\left(1\right),$

式（1）中，t_on为单个开关导通时间，t′_on为两个开关同时导通时间，T_s为开 关周期。

控制模式1和控制模式2的九个区间组成了逆变电压基波的一个周期，两个 控制模式的区别在于第一电容、第二电容上电压关系不同，本发明以输入电容分 压支路电压平衡点为参考点，采取半波周期电位平衡法控制开关管的导通，输入 电容分压支路电压平衡点为参考点即为第一电容、第二电容上电压相等的时刻， 实现两种控制模式之间的切换，脉冲电压控制欲输出电压的波形图如图3所示。

由以上控制方式可以看到，输出电压基波频率与开关频率相同，这不同于普 通PWM调制，其要求开关频率远高于基波频率。而上述模式如此控制是为了提 高基波频率使其达到中频水平，进而可利用体积小质量轻的中频变压器升压，这 是一种针对于DC/DC变换器的控制方式，控制方式简单有效。

综上所述，作为海上风电场直流汇聚用的关键设备—本发明所述的三电平变 换器及其控制方法具有以下有益效果：

（1）与传统的二极管钳位型三电平变换器相比，单相全桥逆变器中的每个 桥臂上省去了两个钳位二极管，节约器件使用成本，降低拓扑结构的复杂性；

（2）通过增加两个由共射级连接或者共基极连接的全功率开关管构成的双 向开关管实现了两电平向三电平的转换，不仅集成了两电平变流器低传输损耗、 器件少、操作简单的优点，又同时具备三电平换流器开关损耗小、输出电压波形 好的优点；

（3）无论是正电平输出还是负电平输出，二极管钳位型三电平变换器有两 个器件的正向压降，而本发明所述的海上风电场直流汇聚用三电平变换器只有一 个器件的正向压降，降低了传输损耗提高了效率；

（4）双向开关为共射级连接时，需增加三个隔离门极驱动电路，双向开关为 共基极连接时，只需增加一个隔离门极驱动，这与二极管钳位型三电平变换器需 增加六个隔离门极驱动相比，简化了驱动电路；

（5）考虑到输入电容支路上两电容电压不相等引起的中点偏移对变换器输出 电压质量的影响，以输入电容分压支路电压平衡点为参考点，采取半波周期电位 平衡法控制开关管的导通，进而维持高质量的输出电压。