一种新型高功率高压脉冲电源电路

摘要

本发明公开了一种新型高功率高压脉冲电源电路，其特征在于包括有控制器和顺次连接的前级稳压电源，脉冲控制电路，以及升压变压器电路，所述升压变压器电路输出端串联有补偿电容C3，所述补偿电容C3两端并联有稳压补偿电源。本案的目的是通过脉冲控制电路上开关管Q2、Q3与升压变压器T1组成不对称半桥电路，在控制器的控制下使升压变压器T1输出与所需高功率高电压窄脉冲周期相同的不对称正负方波，以及并联在补偿电容C3两端的稳压补偿电源进行电压补偿，最终输出所需高功率高电压窄脉冲。

说明书

[技术领域]

本发明涉及一种新型高功率高压脉冲电源电路。

[背景技术]

高功率脉冲磁控溅射技术以其较高的金属离化率近年来在国际真 空领域受到广泛关注，该技术是利用较高的峰值功率和较低的脉冲占 空比来产生高溅射金属离化，由于脉冲时间短，其平均功率并不高， 阴极不会因过热而增加靶的冷却要求，其峰值功率是普通溅射的100 倍，高达1000-3000W/c㎡；还有应用该技术直接在金属表面生成类金 刚石膜层等等，而实现该技术的关键设备是高功率脉冲电源。

对于高功率高电压窄脉冲输出电路，传统的电路拓扑由全桥电路驱 动升压变压器，然后全桥整流后直接输出，又或者做成高压直流输出 后以高压大功率器件斩波获得窄脉冲，这样的电路会碰到以下问题：

1、高电压大电流的快恢复二极管目前在国内价格昂贵，并且采购 困难。采用分开多路整流后再串联系的方法也是欠妥，因为多数管子 封装的绝缘电压只能是AC2500V及以下，而且分开多路后，驱动同步 是一大难点，整流电路上的高压点便分布开，使绝缘工作变得困难， 日后长期的使用中留下隐患。

2、高压大功率斩波器件目前国内外均难以采购而且价格昂贵，还 有耐高压大电流器件关断速度、拖尾电流等多项指标并不理想。

3、对于容性负载，全桥整流电路在死区时间的输出阻抗理论是无 穷大的，所以输出脉冲波形的下降沿视容性负载不同，有不同程度的 拖尾。

因此，有必要解决如上问题。

[发明内容]

本发明克服了上述技术的不足，提供了一种结构简单，控制方便， 实现容易的新型高功率高压脉冲电源电路。

为实现上述目的，本发明采用了下列技术方案：

一种新型高功率高压脉冲电源电路，包括有顺次连接的用于提供 初步稳定直流电压的前级稳压电源1，用于控制前级稳压电源1输出 脉动直流电压的脉冲控制电路2，以及用于对输入脉动直流电压进行 升压后输出不对称正负方波的升压变压器电路3，所述脉冲控制电路2 包括有与升压变压器电路3一输入端串联连接的用于控制前级预稳压 电路1电压输入的开关管Q2、并联在升压变压器电路3两输入端之间 用于控制升压变压器电路3输入端短接的开关管Q3、以及用于控制开 关管Q2和开关管Q3的导通与关断的脉冲发生器21，所述脉冲发生 器21上连接有用于控制脉冲发生器21向开关管Q2和开关管Q3输出 互补PWM脉冲的控制器5，所述前级稳压电源1控制信号输入端与控 制器5连接，所述升压变压器电路3一输出端串联有用于输出稳定直 流电压以抬高升压变压器电路3输出的不对称正负方波中的负周期至 零点的补偿电容C3，所述补偿电容C3两端并联有受控制器5控制的 用于向补偿电容C3两端加载所需稳定直流电压的稳压补偿电源4，所 述升压变压器电路3另一输出端与补偿电容C3另一端作为本电路高功 率高压脉冲的电压输出端。

所述升压变压器电路3包括有串联连接的升压变压器T1和电容 C2，升压变压器T1初级绕组一输入端通过开关管Q2与前级稳压电源 1一输出端连接，升压变压器T1初级绕组另一输入端通过电容C2与 前级稳压电源1另一输出端连接，所述开关管Q3并联在升压变压器电 路3两输入端之间，升压变压器T1次级绕组一输出端与补偿电容C3 一端连接。

所述前级稳压电源1输入端通过一个三相全波整流桥6接三相交 流电。

所述前级稳压电源1包括有开关管Q1、电感L1、二极管D1、以 及电容C1，所述开关管Q1集电极与三相全波整流桥电路6一输出端 连接，开关管Q1发射极与电感L1一端、二极管D1负极相连接，开 关管Q1基极与控制器5控制信号输入端连接，所述电感L1另一端与 电容C1一端相连接后作为前级稳压电源1一输出端，二极管D1正极 与电容C1另一端相连接后作为前级稳压电源1另一输出端。

所述稳压补偿电源4采用DC/DC隔离变压器电路，DC/DC隔离 变压器电路的输入端与三相全波整流桥6输出端连接。

所述控制器5上还连接有用于检测升压变压器电路3输入输出端、 稳压补偿电源4输出端电压大小的电压传感器检测装置7。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：

1、控制简单，开关管Q2、Q3与升压变压器T1组成不对称半桥 电路，开关管Q2由窄脉冲驱动，驱动脉冲的宽度、周期与输出目标脉 冲一致，开关管Q3在留下必要的死区时间后与开关管Q2相互导通与 关断，可迅速下拉升压变压器T1的输出电压。

2、适用于高功率高电压窄脉冲输出的电源，通过控制前级稳压电 源的输出电压，以及控制开关管Q2、Q3的占空比，可以得到与所需 高功率高电压窄脉冲周期相同的不对称正负方波。

3、改变稳压补偿电源的直流输出电压，可以轻易得到正负脉冲或 直流叠加脉冲输出。

4、去掉了传统的高压整流电路，从而大大提高了电源的可靠性。

5、整体结构简单易实现，可降低开关管器件的性能参数要求，降 低生产成本，便于推广应用。

[附图说明]

图1是本发明的结构方框图。

图2是本发明的电路图。

图3是本发明脉冲发生器向开关管Q2输出的驱动窄脉冲波形图。

图4是本发明脉冲发生器向开关管Q3输出的驱动脉冲波形图。

图5是本发明升压变压器T1输出不对称正负方波的波形图。

图6是本发明稳压补偿电源输出电压波形图。

图7是本发明所需高功率高压脉冲的波形图。

[具体实施方式]

以下结合附图通过实施例对本发明特征及其它相关特征作进一步 详细说明，以便于同行业技术人员的理解：

如图1-2所示，一种新型高功率高压脉冲电源电路，包括有顺次 连接的用于提供初步稳定直流电压的前级稳压电源1，用于控制前级 稳压电源1输出脉动直流电压的脉冲控制电路2，以及用于对输入脉 动直流电压进行升压后输出不对称正负方波的升压变压器电路3，所 述脉冲控制电路2包括有与升压变压器电路3一输入端串联连接的用 于控制前级预稳压电路1电压输入的开关管Q2、并联在升压变压器电 路3两输入端之间用于控制升压变压器电路3输入端短接的开关管 Q3、以及用于控制开关管Q2和开关管Q3的导通与关断的脉冲发生器 21，所述脉冲发生器21上连接有用于控制脉冲发生器21向开关管 Q2和开关管Q3输出互补PWM脉冲的控制器5，所述前级稳压电源1 控制信号输入端与控制器5连接，所述升压变压器电路3一输出端串 联有用于输出稳定直流电压以抬高升压变压器电路3输出的不对称正 负方波中的负周期至零点的补偿电容C3，所述补偿电容C3两端并联 有受控制器5控制的用于向补偿电容C3两端加载所需稳定直流电压的 稳压补偿电源4，所述升压变压器电路3另一输出端与补偿电容C3另 一端作为本电路高功率高压脉冲的电压输出端。

如图3、4所示为脉冲发生器21向开关管Q2和开关管Q3输出的 互补PWM脉冲，互补PWM脉冲使得当开关管Q2导通时，开关管 Q3关闭，当开关管Q2关闭时，开关管Q3导通。

所述升压变压器电路3包括有串联连接的升压变压器T1和电容 C2，升压变压器T1初级绕组一输入端通过开关管Q2与前级稳压电源 1一输出端连接，升压变压器T1初级绕组另一输入端通过电容C2与 前级稳压电源1另一输出端连接，所述开关管Q3并联在升压变压器电 路3两输入端之间，升压变压器T1次级绕组一输出端与补偿电容C3 一端连接。

如上所述，开关管Q2、Q3与升压变压器T1组成不对称半桥电路， 开关管Q2由如图3所示的窄脉冲驱动，驱动脉冲的宽度、周期与如图 7所示的输出目标脉冲一致，开关管Q3在留下必要的死区时间后与开 关管Q2相互导通与关断，可迅速下拉升压变压器T1的输出电压。

在本实施例中，所述前级稳压电源1输入端通过一个三相全波整 流桥6接三相交流电，所述前级稳压电源1包括有开关管Q1、电感 L1、二极管D1、以及电容C1，所述开关管Q1集电极与三相全波整流 桥电路6一输出端连接，开关管Q1发射极与电感L1一端、二极管 D1负极相连接，开关管Q1基极与控制器5控制信号输入端连接，所 述电感L1另一端与电容C1一端相连接后作为前级稳压电源1一输出 端，二极管D1正极与电容C1另一端相连接后作为前级稳压电源1另 一输出端。

如上所述，通过控制前级稳压电源1上开关管Q1的导通输出前级 所需电压。

如上所述的稳压补偿电源4可采用由DC/DC隔离变压器组成的变 压器电路或其他的稳压电源电路，所述DC/DC隔离变压器电路的输入 端与三相全波整流桥6输出端连接，通过控制DC/DC隔离变压器的电 压输出，以抬高升压变压器电路3输出端电压的波形至零点。

如上所述的控制器5上还连接有电压传感器检测装置7，用于实 时检测升压变压器电路3输入输出端、稳压补偿电源4输出端电压大 小。

本案的工作过程与工作原理如下：

AC380V三相交流电经三相全波整流桥电路6全波整流后，获得 DC500V直流电，再经前级稳压电源1，可获得DC0～500V的直流电 压，DC0～500V经过开关管Q2、Q3与升压变压器T1、电容C2组成 的不对称半桥电路，控制器5控制脉冲发生器21向开关管Q2输出如 图3所示的驱动窄脉冲，驱动脉冲的宽度与周其与所需输出目标脉冲 一致，脉冲发生器21向开关管Q3输出如图4所示的与开关管Q2所 输入脉冲互补的PWM脉冲，并留下必要的死区时间后与开关管Q2 相互导通与关断。这时，升压变压器T1两输出端的电压波形为图5 所示不对称正负方波，其电压对时间的积分为零。稳压补偿电源4通 过补偿电容C3输出的波形如图6所示，其与升压变压器T1输出端串 联后，原输出的不对称正负方波中的负周期被抬高至零点，如图5-7 中的V1、V2、V1+V2，输出目标脉冲电压为升压变压器T1输出端电 压与补偿电容C3两端电压之和，使输出叠加为如图7所示的单脉冲波 形。

如上所述，图6中升压变压器T1输出波形的下降沿是由开关管 Q3强迫下拉，所以输出波形的下降沿和关断期间是低输出阻抗，即有 很强的吸收电流能力，这一点是传统整流电路不具备的。

由于输出电流是单脉冲，所以输出电流含有直流成份，而且是穿 过升压变压器T1的次级输出到负载，所述升压变压器T1是有直流分 量通过，在实际应用中，升压变压器T1的磁芯加入气隙，或者使用导 磁率较低的磁芯。

另外，由上面描述可知，改变稳压补偿电源4输出电压，可以轻 易得到正负脉冲或直流叠加脉冲输出。

如上所述可知，稳压补偿电源4的输出电压为峰值电压×占空比， 输出电流为峰值电流×占空比。

下面以前级稳压电源1输出电压DC500V、输出脉冲峰值功率为 6MW为例，峰值电压Vop=4kV，输出峰值电流Iop=1.5kA，周期 T=2000uS，开关管Q2导通时间Ton=20uS，即占空比Pd=1%。升压变 压器T1初次级变比设为1:N，其中N=8，则有：

1、开关管Q2的峰值工作电流：Ip2=Iop×N=1.5kA×8=12kA；

2、开关管Q3的峰值工作电流：$\mathrm{Ip}3=\mathrm{Ip}2\times \frac{\mathrm{Pd}}{1-\mathrm{Pd}}=12\mathrm{kA}\times \frac{1\%}{1-1\%}=0.121\mathrm{kA};$

3、稳压补偿电源4的输出电压:Vba=Vop×Pd=4kV×1%=40V；

4、稳压补偿电源4的输出电流:Ia4=Iop×Pd=1.5kA×1%=15A；

5、稳压补偿电源4的输出功率:Po4=Vba×Ia4=40V×15A=600W；

6、总输出平均功率:Pop=Vop×Iop×Pd=4kV×1.5kA×1%=60kW，而稳 压补偿电源4的输出功率是600W，其是平均功率的1%，是峰值功率 的0.01%。

综合上述，本案所述的一种新型高功率高压脉冲电源电路，避开 了传统的输出整流电路，大大提高了电源的可靠性；并很好地改善输 出波形，而且设备全部零部件在国内均可容易采购到的通用电力电子 器件。