数字双向自动通信系统(TWACS)出站接收器和方法

摘要

一种用于电气设施使用的双向自动通信系统（TWACS）的应答器的接收器和方法，其中将模拟出站消息从所述设施发送到用户并将入站应答消息从所述用户发送到所述设施。所述接收器和方法使应答器能够检测所述出站消息并包括模数转换和数字处理，以便将数字化的信号解调并提供所述出站消息。

说明书

发明背景

本发明涉及通过配电网络发送的通信，并且更具体来说，涉及一 种点到点通信系统，通过该系统信息可从配电网络内的任何一个位置 便捷地传输到该网络内的任何其它位置。具体地，本发明涉及数字解 调（双向自动通信系统）出站信号，包括出站前同步码检测。

电源线通信系统在本领域中已知。典型的系统使设施能够通过其 电源线或从诸如分站的中心位置向连接到该站点的其大多数（如果不 是全部的话）客户发送消息。消息包括如下内容：在客户站点的当前 用电情况、用来确定是否在服务区域内发生过停电的轮询请求或用来 在用电高峰期间减少或切断向位于客户站点的负载提供的电量的命 令。从消息发送到的不同位置接收到的应答使设施能够确定其当前的 运行状态以及可能需要进行以针对配电系统工作状况的变化（或预期 变化）来重新配置配电系统的改变。

近年来，用电显著增加，使得随着时间推移对设施的需求急剧增 加并且现在很多设施为了维持向其客户提供的足够服务级别而背负 沉重的压力。类似地，对这些设施用来支持其运行的当前通信系统的 需求也急剧增加到使得这些系统难以及时提供使设施在其运行所需 级别运行所必需的信息的程度。例如，在几乎持续的基础上，设施所 需的信息量已扩大到通信系统的所需信息吞吐量（数据传输速率）达 到或接近通信系统的能力的限制的程度。

TWACS出站信号已使用比较器和计时器解码。以此方式，数字 处理器被提供时间序列，在该时间序列，入射信号采用已知值。这具 有无需昂贵的硬件的优势。

当前的模拟出站接收器需要大的信噪比（SNR），以便维持合理 的位误码率。它被设计来用于特定的出站信号群。该群只包含两个信 号，每个信号具有两个完整的电源周期的持续时间。因此，数据率仅 为每1/30秒1位或30bps。对于此信号持续时间，此群大小可增加 到多达16个符号，使得给定120bps的最大数据率每2个周期可传输 最多4位。然而，将当前的接收器调适到新的群将较困难（如果不是 不可能的话）。

存在对于可调适到新的群且可在通用微处理器上实现的使用模 数转换的出站接收器的需要。

发明内容

在一种形式中，本发明包括用于电气设施使用的双向自动通信系 统（TWACS）的接收器，其中将出站消息从设施发送到用户并将入 站消息从用户发送到设施。相应的出站和入站消息通过设施的配电系 统发送和接收。接收器检测出站消息并包括模拟滤波器、模数转换器 和数字处理器。模拟滤波器组件接收包括出站消息的模拟出站信 号（AOS）r(t)以提供经过滤波的信号。模数转换器将经过滤波的信 号转换成对应的数字化信号并提供该对应的数字化信号。数字处理器 执行用于接收对应的数字化信号并用于预处理接收到的对应的数字 化信号以提供经过预处理的数字信号z[k]的数字预处理器组件。处理 器也执行用于接收经过预处理的数字信号z[k]并用于将接收到的经 过预处理的数字信号z[k]数字解调以提供出站消息的数字符号确 定组件。

在另一种形式中，本发明包括电气设施使用的双向自动通信系统 （TWACS），其包括将模拟出站消息从设施发送到用户的分站、将入 站消息从用户发送到设施的收发器以及包括在收发器中用于启用出 站消息的检测的接收器。接收器包括模拟滤波器组件、模数转换器和 执行数字预处理器组件和数字符号确定组件的数字处理器。

在另一种形式中，本发明包括电气设施使用的双向自动通信系统 （TWACS）中的方法，其中将模拟出站消息从设施发送到用户并将 入站消息从用户发送到设施，相应的出站和入站消息通过设施的配电 系统发送和接收。该方法检测出站消息并包括：

接收包括出站消息的模拟出站信号；

将接收到的模拟出站信号转换成对应的数字化信号；

预处理对应的数字化信号以提供经过预处理的数字信号；以及

数字解调经过预处理的数字信号以提供出站消息。

其它目标和特征将部分显而易见且部分在后文中说明。

附图简述

图1为并入设施的配电网络的点到点通信系统的简化示意图。标 为X_N的框表示多个出站信号发送器之一。标为Y_N的框表示多个出 站接收器之一。图1示出了配电变压器的低压（LV）一侧上的出站 接收器。也构想了可将接收器改为或另外置于中压（MV）一侧上（未 在图1中示出）。

图2为示出了出站TWACS（双向自动通信系统）信号的一个实 施例的波形示意图，其中该信号由接收器数字解调，以及本发明的方 法。

图3为详细描述前同步码检测器和接收器之间的交互的流程图。

图4为示出了30bps TWACS出站信号集的一个实施例的波形示 意图。

图5为根据本发明的接收器的一个实施例的框图。

图6示出了如在图5的FFT的输出看到的未经滤波的前同步码 系数P_K以及如在图5的FIR滤波器-1+z^-2的输出看到的经过滤波的 前同步码系数q[k]。

图7示出了图5的数字锁相环路（PLL）的一个实施例的框图。

图8示出了图7的数字PLL的环路滤波器H(z)的频率和冲激响 应的一个实施例。

在所有附图中，对应的参考字符指示对应的部件。

详细描述

如图1所示，点到点的通信系统20使消息能够从配电系统内的 任何一个位置A传输到系统内的任何其它位置B。通常，消息从分站 发送到一个或多个设备，而应答消息单独从每个设备发回到分站。然 而，消息可从分站之外的位置发送到通信系统20内的任何其它位置 （可能但不一定是分站）是本发明的一个特征。

如图1所示，由设施产生或传播的电压波形W_G（即电源信号） 跨高压变压器T_HV的初级绕组来标记。波形W_G通常为3相，往往介 于35KVAC和160KVAC之间，60Hz的波形；尽管本领域的技术人 员将理解通信系统20对于其它设施产生的波形（例如，在很多国家 中由设施产生的50Hz的波形）也能同样良好地工作。

变压器T_HV的次级绕组又跨变压器T_I-T_N的初级绕组连接。总体 指示为12的收发器的发送器X_N跨在位置A的变压器T₁的次级或低 压绕组LV连接。在位置B，收发器13包括连接至电源线用于接收 和处理通过通信系统20发送的消息的接收器Y_N。

图1中所示的信号波形W_M表示包括由收发器12添加的经过调 制的消息的波形W_G，用于由收发器13接收和解码。TWACS传输被 锁相到如图2中所示的电源信号MS。在任何给定的此信号的半周期 中，发送器具有发射其信号的选择权。所得电流可由函数g(t)表示。 任何TWACS传输的入站和出站信号群从而可由如下等式概括：

$s_m\left(t\right)=\underset{k=0}{\overset{K-1}{\Sigma }}{c}_{\mathrm{mk}}{(-1)}^{k}g(t-k{T}_p)---\left(\mathrm{1.1.1}\right)$

其中c_mk∈{0,1},g(t)为带有[0,T_p]的支持的TWACS脉冲；T_p为一个半周期的持续时间；而K为半周期中的信号持续时间。c_mk=1 指示发射元件在第m个符号的第k个半周期期间是激活的，其中c_mk=0指示元件尚未发射。因此，g(t)为由元件发射产生的信号。

出站TWACS使用具有四个半周期符号长度的二进制信号发射。 在图4中描述了群，其中s₁(t)和s₂(t)分别对应于二进制1和0。因此， 可使用（1.1.1）来表示每个符号，其中：

c₁=[1 0 0 0]^T

c₂=[0 0 1 0]^T  (2.1.1)

尽管不经常显式用于出站TWACS信号发射，但码分多址 （CDMA）经常用于入站TWACS信号发射。

根据一个实施例，本发明包括加性白高斯噪声（AWGN）接收器 的数字实现，该加性白高斯噪声（AWGN）接收器包括执行用于前同 步码检测的算法和用于锁相到电源信号的算法的处理器。

以下为用于处理AWGN的接收器：

$-r_0+r_2\underset{\hat{m}=2}{\overset{\hat{m}=1}{\underset{>}{<}}}0---\left(\mathrm{2.1.2}\right)$

（2.1.2）中的接收器统计r_k为积分的

$r_k=\frac{1}{\sqrt{E_g}}{\int }_0^{s}r\left(t\right)g(t-k{T}_p)\mathrm{dt}$

$=\frac{1}{\sqrt{E_g}}{\int }_{-k{T}_p}^{T_s-k{T}_p}r(\tau +k{T}_p)g\left(\tau \right)\mathrm{d\tau }.---\left(\mathrm{2.1.3}\right)$

但由于g(t)仅具有时间间隔[0,T_p]的支持

$r_k=\frac{1}{\sqrt{E_g}}{\int }_0^{T_p}r(\tau +k{T}_p)g\left(\tau \right)\mathrm{d\tau }$

$=\frac{1}{\sqrt{E_g}}\{r_k\left(t\right),g\left(t\right)\}---\left(\mathrm{2.1.4}\right)$

其中我们已定义新的信号

$r_k\left(t\right)=\left(\begin{array}{c}r(t+k{T}_p),t\in {[0,T}_p]\\ 0,\mathrm{else},\end{array}\right)---\left(\mathrm{2.1.5}\right)$

其中r(t)为接收到的信号。

图3为详细描述前同步码检测器和接收器之间的交互的流程图。 根据图3所示的实施例的前同步码检测算法有助于噪声协方差矩阵 估算，而该估算又可用于提高接收器的保真度。图5中给出了用于执 行此计算的系统的一个实施例。在252，数字处理器200检查检测标 志（设置在检测前同步码例程中以反映前同步码序列的检测）。如果 这是假，则在254执行前同步码检测算法。如果为真，则在256检查 半周期计数器hcl。如果不等于4，则加上一个计数。如果等于4，则 在258由数字处理器200处理（接收）信号并且在260将hcl计数重 设为零。在消息末尾，在262将检测计数设为零，从而结束接收过程 并再次启用前同步码检测。

上面解释了计算r_k；r_k是接收到的信号与信号波形g(t-kT_p)的内 积。对于频率选择性信道，这必须是如接收器所见的TWACS信号。 也就是说，它是信道所操作的传输的脉冲。图5中的系统估算接收到 的脉冲以及计算所需的内积。

我们将把r_k(t)称为第k个半周期快照，因为它是在电源的一个半 周期期间接收到的信号。如果我们令r_k+(t)为r_k(t)的解析函数，则 (2.1.4)变成

$r_k=\frac{1}{\sqrt{E_g}}\{r_{k+}\left(t\right)+r_{k+}^{*}\left(t\right),g\left(t\right)\}$

$=\frac{1}{\sqrt{E_g}}\{r_{k+}\left(t\right),g\left(t\right)\}+\{r_{k+}^{*}\left(t\right),g\left(t\right)\}$

$=\frac{1}{\sqrt{E_g}}{\{r_{k+}\left(t\right),g\left(t\right)\}+\{r_{k+}\left(t\right),g\left(t\right)\}}^{*}$

$=\frac{2}{\sqrt{E_g}}\mathrm{Re}\left\{(r_{k+}\left(t\right),g\left(t\right))\right\}---\left(\mathrm{2.1.6}\right)$

其中我们利用了g(t)是真实的信号的事实。按照帕塞瓦定理， （2.1.6）为

$r_k=\frac{2}{\sqrt{E_g}}\mathrm{Re}\left\{(R_{k+}\left(f\right),G\left(f\right))\right\}---\left(\mathrm{2.1.7}\right)$

其中R_k+(f)和G(f)分别为r_k+(t)和g(t)的傅立叶变换。通过将（2.1.7） 替换为k=0和k=2代入（2.1.2）中，得到AWGN接收器的修订的 表达式：

$-\frac{2}{\sqrt{E_g}}\mathrm{Re}\{(R_{0+}\left(f\right),G\left(f\right))\}+\frac{2}{\sqrt{E_g}}\mathrm{Re}\left\{\right(R_{2+}\left(f\right),G\left(f\right)\left)\right\}\stackrel{\hat{m}=2}{\underset{\hat{m}=1}{\underset{>}{<}}}0$

$\mathrm{Re}\left\{(-R_{0+}\left(f\right)+R_{2+}\left(f\right),G\left(f\right))\right\}\stackrel{\hat{m}=2}{\underset{\hat{m}=1}{\underset{>}{<}}}0---\left(\mathrm{2.1.8}\right)$

其中k的和已被策略性地置入内积。必须在接收器中计算 （2.1.8）。现在我们将把焦点转移到如何实现这一点。

再次参照图5中的框图，包括电源陷波滤波器204的滤波器组件 202对接收到的信号r(t)进行操作以抵消60Hz（或50Hz）电源信 号以提供模拟消息信号（AMS）。执行此操作是为了缩小信号动态 范围以及降低后续的模数转换中的量化噪声。AMS由模数转换器 206B数字采样，以提供存储在大到足以容纳至少一个电源半周期的 数据的FIFO缓冲器206中的数字消息信号（DMS）。接收到的信号 r(t)在由模数转换器206A数字化之前还经过低通滤波（LPF），使 得没有混叠地跟踪电源信号。模数转换器206A将经过滤波的模拟出 站信号（FAOS）转换成数字化的经过滤波的信号（DFS）。DFS被 提供到数字锁相环路（PLL）210，数字锁相环路（PLL）210跟踪电 源信号并提供半周期同步。转换器206可为数字处理器200的部分或 为单独的组件。当半周期边界出现（如图4中的虚线所示）时，FIFO 缓冲器的内容传递到算法的下一阶段，作为列向量：

$r\left[k\right]=\left(\begin{array}{c}{r}_k\left(0\right)\\ r_k\left(T_{\Delta }\right)\\ .\\ .\\ .\\ r_k\left((N-1)T_{\Delta }\right)\end{array}\right)---\left(\mathrm{2.1.9}\right)$

其中T_Δ为采样时间，而N为半周期快照长度。

方程式（2.1.8）要求半周期快照在频域中。因此，由FFT212对 此列向量进行操作。由于只需要解析函数R_k+(f)的傅立叶变换，因 此可丢弃FFT的输出的一半。在实践中，若信号为足够窄带，则可 丢弃比这多得多的输出内容。

FFT与维度缩减组件DRC214结合使用，维度缩减组件DRC214 用于在计算向量的内积之前缩减向量的维度。DRC消除了不需要的 信号组分。可丢弃FFT的向量输出的大多数元素，因为传输的信号 g(t)受频带限制。未丢弃的那些元素应总体表示SNR较显著的频谱 部分。得到的复列向量R₊[k]为R_k+(f)的离散化。使用此离散化算 法，接收器方程式（2.1.8）通过如下矩阵方程式被近似化：

$\mathrm{Re}\left\{{(-R_{+}[k]+R_{+}[k-2\left]\right)}^{H}G\right\}\underset{\hat{m}=1}{\underset{>}{\stackrel{\hat{m}=2}{<}}}0.---\left(\mathrm{2.1.10}\right)$

G为信号G(f)的向量化，其与R₊[k]为信号R_+k(f)的向量化的方式 相同。通过前同步码检测算法（见图3）提供G的估算。注意，在图 5中，前同步码检测器输出被标示为w而不是如下文所述，前同 步码检测器返回的权重向量可实现自适应均衡。此外，如图5所示， 和-R+[k]+R+[k-2]是使用FIR滤波器[-1+z-2]计算的。将其输出馈 送到内积计算器。前同步码检测器还提供符号同步信息，如图3所示。 将同步流与0比较以确定传输的符号。

接收器258使用前同步码检测器提供的权重向量实现以下方程 式：

γ=Re{w^Hz[k]}

通过设定以下标量的阈值来获得位估计：

$\hat{m}\left(l\right)=\left(\begin{array}{cc}1& \mathrm{if\gamma }>0\\ 0& \mathrm{else}\end{array}\right)$

长度字段编码出站包的变量字段的长度。以位为单位的总长度从 而是在长度字段中编码的值的仿射函数。在读取此字段前，长度设置 为默认值，其应表示最大长度。在检索的符号数量对应于长度之后， 重设接收器以再次搜索前同步码。

前同步码检测器

总的来说，数字处理器200执行数字预处理器组件220，数字预 处理器组件220接收对应的数字化信号r[k]并预处理接收到的对应的 数字化信号以提供经过预处理的数字信号z[k]。处理器200还执行数 字符号确定组件222，数字符号确定组件222接收经过预处理的数字 信号z[k]并数字解调接收到的经过预处理的数字信号z[k]以提供出站 消息符号确定组件222包括向数字符号估算组件224提供权重 向量w的前同步码检测器254，数字符号估算组件224产生噪声乘积 信号γ，噪声乘积信号γ按照同步信号来选择性采样以提供出站消息

形成经过滤波的前同步码序列（见图3中的检测前同步码254）：

${\hat{q}}^{\left(0\right)}\left[k\right]\leftarrow (-p_k+p_{k-2}){(-1)}^k---\left(\mathrm{2.1.11}\right)$

图6示出了如在图5的FFT的输出看到的未经滤波的前同步码 系数P_k和如在图5的FIR滤波器216(-1+z-²)的输出看到的经过滤 波的前同步码系数q[k]。

使用如下算法迭代地估算接收到的符号和导向向量

将得到的序列与（2.1.11）中的序列比较。如果存在少于M个错 误，则将检测设为1。

如果未使用可选的自适应均衡，则将权重向量设为：

$w={\hat{G}}^{\left(N\right)}$

为实现自适应均衡，使用方程式2.3.1估算噪声协方差矩阵S：

$\hat{S}=\frac{1}{{|K}_0|}\underset{k\in K_0}{\Sigma }z\left[k\right]z^H\left[k\right]---\left(\mathrm{2.3.1}\right)$

其中如果q[k]=0则k∈K₀。

从而，返回的权重向量为：

$w=S^{-1}{\hat{G}}^{\left(N\right)}$

锁相环路（PLL）

图7示出了图5的数字锁相环路（PLL）210的一个实施例的框 图。图8示出了图7的数字PLL的的环路滤波器H(z)的频率和冲激 响应的一个实施例。

将接收器锁定到电源信号的精确锁相环路（PLL）210为图5中 所示的接收器的一部分。零交叉检测是做这个的一种方式，但对噪声 敏感。这样做将需要某种抖动缓解算法。由于电源信号功率与噪声功 率之比较高，可使用模拟锁相环路的数字版本。图7的框图中示出了 此算法。环路由相位检测器302、环路滤波器304、数字控制的振荡 器306以及抗混叠滤波器308组成。

锁相环路210为其中锁定组分处于或非常接近π/2的数字频率的 数字信号而设计。这要求采样率是电源频率的四倍，但在实践中在高 得多的频率对信号采样。图7示出了用于减采样到此较低的频率的几 个抽取块。如果例如对于在60Hz电力系统上操作的在12KHz采样 的输入v[n]，则M等于50。对于12.5KHz的采样率，M等于52。 对于在50Hz电力系统上操作的12KHz的采样率，M等于60。

通常，电源信号不简单地为正弦波。G(z)为抗混叠滤波器308， 其目的是为了消除否则将混叠到馈送到PLL的低速率数字信号中的 电力系统谐波。如果主要组分在减采样之后处于π/4的数字频率，则 只需要衰减谐波3及以上。具有介于70和170Hz（在60Hz电力系 统上）之间的过渡区的低通滤波器（LPF）是一种选择。信号振幅必 须介于－1和1之间。应相应地设定滤波器增益。可选地，可插入适 应于电源信号强度的自适应增益控制阶段。当考虑到锁定和同步保持 范围时，馈送到混频器的信号的振幅很重要。

数字控制的振荡器（DCO）306产生具有作为来自环路滤波器的 输入的仿射函数的频率的正弦波。然而，以与电源信号v[n]相同的采 样频率提供电源相的估计如果向DCO的输入为常量x₀，则相 估计为

$\hat{\Phi }\left(x\right)=\frac{1}{1-x-1}(x_0+k)---(2.4.1)$

其中k为偏压常量。在时域中

$\hat{\phi }\left[n\right]=\hat{\phi }[n-1]+x_0+k---\left(\mathrm{2.4.2}\right)$

$\hat{\phi }\left[n\right]=n(x_0+k)---\left(\mathrm{2.4.3}\right)$

因此，DCO将此信号发送到相位检测器：

y[n]＝cos(2πn(x₀+k)).  (2.4.4)

必须设定偏压常量k，使得当输入x0=0时，DCO将具有电源 频率的正弦波发送到相位检测器。因此

$k=\frac{f_0}{F_s}---\left(\mathrm{2.4.5}\right)$

其中f₀为电源频率而F_s为v[n]的采样率。

相位检测器302输出将包括具有接近0的频率的实际相估计和具 有接近±π的频率的噪扰组分。还可能有具有接近±π/2的频率的组分， 其产生自电源谐波。环路滤波器用来移除除了相估计之外的所有组 分。因此，在z=±j和z=-1置零以从相位检测器缓解产生于通过抗 混叠滤波器的第0个和第2个电源谐波的谐波输出。在z=0.5置极 点以增加处于低频率的增益。然而，注意不要使相斜坡过陡。分析表 明，保持同步范围随着滤波器延迟增加而降级。

滤波器为如下形式的IIR滤波器

$H\left(z\right)=\frac{{\Sigma }_n{b}_n{z}^{-n}}{{\Sigma }_n{a}_n{z}^{-n}}$

其具有如下面的表1所示的系数。

表1：滤波器系数

n 0 1 2 3 4 a_n1 -1 0.25 0 0 b_n1 2 2 2 1

注意，所有滤波器系数均为2的幂。这可能简化实现，因为每次 乘法运算为简单的位移。图8中示出了得到的滤波器特性。

环路增益K影响锁定范围和保持同步范围。滤波器增益的选 择影响PLL的保持同步范围和相准确性。通常，增大K会增大保持 同步范围，但也提高了相估计准确性。将K增大到超过约2^-13将导 致环路突然完全停止发挥作用。

为了说明目的，诸如操作系统的程序和其它可执行程序组件在本 文中示出为离散的块。然而，应认识到，此类程序和组件在不同的时 间驻留在计算机的不同存储组件中，并且由计算机的数据处理器执 行。

尽管连同示例性的计算系统环境来描述，但本发明的实施例可与 许多其它通用或专用计算系统环境或配置一起操作。计算系统环境不 旨在提出对于本发明的任何方面的使用范围或功能性的任何限制。此 外，计算系统环境不应被解释为具有与在示例性操作环境中示出的任 何一个组件或组件的组合相关的任何依赖性或要求。可能适合于与本 发明的方面结合使用的众所周知的计算系统、环境和/或配置的例子 包括但不限于个人计算机、服务器计算机、手持或膝上型装置、多处 理器系统、基于微处理器的系统、机顶盒、可编程消费电子装置、移 动电话、网络PC、小型计算机、大型计算机、包括任何上述系统或 装置的分布式计算环境等。

本发明的实施例可能在组件、数据和/或计算机可执行指令（如 存储在一个或多个有形非瞬时性计算机存储介质上并由一个或多个 计算机或其它装置执行的程序模块）的一般性上下文中描述。通常， 程序模块包括但不限于执行特定任务或实现特定抽象数据类型的例 程、程序、对象、组件和数据结构。本发明的方面还可在分布式计算 环境中实施，在分布式计算环境中，由通过通信网络链接的远程处理 装置执行任务。在分布式计算环境中，程序模块可能位于本地的和远 程的包括存储器存储装置的计算机存储介质中。

在操作中，计算机和/或服务器可执行诸如本文中示出的那些的 计算机可执行指令来实现本发明的方面。

除非另行指定，否则在本文中示出和描述的本发明的实施例中操 作的执行顺序不是必要的。也就是说，除非另行指定，否则可按任何 顺序执行操作，并且本发明的实施例可包括比本文所公开的那些操作 或多或少的操作。例如，构想在另一操作之前、与另一操作同时或在 另一操作之后执行特定操作在本发明的方面的范围内。

可使用计算机可执行指令实现本发明的实施例。可将计算机可执 行指令组织成有形计算机可读存储介质上的一个或多个计算机可执 行组件或模块。可使用任何数量和组织形式的这样的组件或模块实现 本发明的方面。例如，本发明的方面不限于附图中示出的和本文中描 述的特定计算机可执行指令或特定组件或模块。本发明的其它实施例 可包括具有比本文中所示出和描述的那些或多或少的功能性的不同 计算机可执行指令或组件。

当介绍本发明的方面或其实施例的元件时，冠词“a”、“an”、 “the”和“所述”旨在表示有一个或多个元件。术语“包括”和“具 有”旨在为具有包容性且表示可能有所列元件之外的额外元件。

鉴于以上所述，可以看到实现了本发明的几个优势并且获得了其 它有利结果。

不是所示出或描述的所有组件都可能是必需的。此外，一些实现 和实施例可包括额外的组件。在不脱离如本文所阐述的权利要求的精 神或范围的情况下，可进行组件的布置和类型的变化。可提供额外的、 不同的或更少的组件，并且可将组件组合。或者或另外，可由数个组 件实现一个组件。

在详细地描述了本发明的方面之后，将显见到在不脱离如权利要 求书中所定义的本发明的方面的范围的情况下的修改和变化是可能 的。由于在不脱离本发明的方面的范围的情况下可进行对上述构造、 产品和方法的各种改变，因此旨在上面的描述中包含和附图中示出的 所有事物应被解释为具有说明性而非限制性的含义。