数字时间交织RF-PWM发射机

摘要

本发明涉及数字时间交织RF-PWM发射机。提供了一种发射射频(RF)信号的方法。接收同相(I)和正交(Q)信号，并使用sigma-delta调制来进行滤波。从滤波后的I和Q信号生成I和Q脉冲宽度调制信号，并且进行交织，从而生成时间交织的信号。然后放大时间交织的信号以生成RF信号。

说明书

技术领域

本发明总体涉及射频(RF)发射机，更特别地涉及RF脉冲宽度调制(PWM) 发射机。

背景技术

在诸如无线局域网(WLAN)或长期演进(LTE)的许多常规应用中，信 号操作在低幅值下，其具有高峰均比(peak-to-average)并引起发射机性能受损。 这部分是由于常规功率放大器(PA)在这些高峰均比下的性能引起的，在其中 功率效率以指数降低。这示意在图1中，其中比较了AB类放大器、开关PA和 Doherty PA的性能。如图所示，Doterty PA具有最佳的性能，但是这类PA较庞 大(使用不适于CMOS工艺的大功率组合器)，并且通常应用于基站中。开关 PA(其可以使用具有非线性部件(LINC)架构的极性或线性放大)具有比AB 类PA更好的性能，但是这些架构也有一些问题(例如，对于延迟失配较敏感， 以及由于使用功率组合器引起效率限制)。如图所示，这些PA中没有一个符合 目标性能。

还有一连串与这些架构有关的其他问题，为了示出与这些常规架构有关的 一些问题，可以参见图2所示的全数字发射机100。在操作中，数字调制器102 能够生成用于调制器的同相(I)和正交(Q)信号。在该调制器中，本地振荡 器(LO)107生成LO信号，该信号被相移电路106(其典型地是混合电路)进 行相移，以便给混频器104-1提供0度相移信号并且给混频器104-2提供90度 相移信号。然后，混频器104-1和104-2能够将I和Q信号与相移的LO信号混 合，并且混频器104-1和104-2的输出被组合器108(其典型地是加法器)组合。 然后，来自调制器的输出被脉冲生成器110(其可以例如是1比特带通sigma-delta 调制器(SDM)或1比特载波脉冲调制器)滤波，从而为开关PA112生成信号。 该布置的一些问题是：(1)当SDM用作脉冲生成器110时，负载通常包括庞大 且昂贵的模拟后滤波，以及(2)会严重限制在一个RF周期到另一个RF周期 期间的脉冲持续时间的改变。

因此，有必要改进RF发射机。

常规电路的一些例子是：美国专利US 7,729,445；欧洲专利EP1632073； Midya等人的“Quadrature Integral Noise Shaping for Generation of Modulated RF  Signals”，Proceedings ofthe45^th Midwest Symposium on Circuits and Systems，Vo1.2， pp.537-540，2006；以及Wagh等人的“An all-digital universal RF transmitter”，Proc. IEEE Custom Integrated Circuit Conf.(CICC)，p.549，2004。

发明内容

因此，本发明的实施例提供了一种装置。该装置包括：第一sigma-delta调 制器(SDM)，其被配置为接收同相(I)信号；第二SDM，其被配置为接收正 交(Q)信号；第一脉冲宽度调制器(PWM)，其耦合到第一SDM；第二PWM， 其耦合到第二SDM；交织器，其耦合到第一和第二PWM，并且被配置为将来 自第一和第二PWM的输出组合；以及功率放大器(PA)，其耦合到交织器。

根据本发明的实施例，交织器进一步包括：第一混频器，其被配置为接收 第一交织信号并且耦合到第一PWM；第二混频器，其被配置为接收第二交织信 号并且耦合到第二PWM；以及组合器，其耦合到第一混频器、第二混频器以及 PA。

根据本发明的实施例，第一和第二交织信号相位差为90度。

根据本发明的实施例，该装置进一步包括：第一中继器，其耦合在第一PWM 和第一混频器之间；以及第二中继器，其耦合在第二PWM和第二混频器之间。

根据本发明的实施例，第一和第二SDM被配置为接收第一时钟信号，并且 其中第一和第二PWM被配置为接收第二时钟信号，并且其中第一和第二中继 器被配置为接收第三时钟信号。

根据本发明的实施例，第一、第二和第三时钟信号具有第一、第二和第三 频率，并且其中第二频率是第一频率的两倍，其中第三频率是第二频率的两倍。

根据本发明的实施例，该装置进一步包括数字调制器，其被配置为生成I 和Q信号。

根据本发明的实施例，提供了一种方法。该方法包括：接收I和Q信号； 使用sigma-delta调制来对I和Q信号进行滤波；从滤波后的I和Q信号生成I 和Q脉冲宽度调制信号；交织I和Q脉冲宽度调制信号，从而生成时间交织的 信号；以及放大时间交织的信号。

根据本发明的实施例，交织的步骤进一步包括：将I脉冲宽度调制信号和第 一交织信号混合；将Q脉冲宽度调制信号和第二交织信号混合；将混合后的I 和Q脉冲宽度调制信号组合，以生成时间交织的信号。

根据本发明的实施例，混合以及组合混合后的I和Q脉冲宽度调制信号的 步骤进一步包括：在第一和第二交织信号的第一周期期间，输出I脉冲宽度调制 信号；在第一和第二交织信号的第二周期期间，输出Q脉冲宽度调制信号；在 第一和第二交织信号的第三周期期间，输出反向的I脉冲宽度调制信号；在第一 和第二交织信号的第四周期期间，输出反向的Q脉冲宽度调制信号。

根据本发明的实施例，使用具有第一频率的第一时钟信号来执行滤波的步 骤，并且其中使用具有第二频率的第二时钟信号来执行生成I和Q脉冲宽度调 制信号的步骤，并且其中第二频率大于第一频率。

根据本发明的实施例，第二频率是第一频率的两倍，其中该方法进一步包 括，在交织的步骤之前，使用具有第三频率的第三时钟信号重发射I和Q脉冲 宽度调制信号，其中第三频率是第二频率的两倍。

根据本发明的实施例，提供了一种装置。该装置包括：数字调制器，其被 配置为生成I和Q信号；第一SDM，其耦合到数字调制器从而接收I信号；第 二SDM，其耦合到数字调制器从而接收Q信号；第一PWM，其耦合到第一SDM； 第二PWM，其耦合到第二SDM；交织器，其耦合到第一和第二PWM并且被 配置为将来自第一和第二PWM的输出组合；以及开关PA，其耦合到交织器。

根据本发明的实施例，第一和第二SDM进一步包括第一和第二组级联 SDM。

前面已经相当宽泛地概述了本发明的特征以及技术优势，从而可以更好地 理解接下来的本发明的详细描述。本发明附加的特征以及优点将在下文中描述， 其构成了本发明的权利要求的主题。本领域技术人员应当理解的是，可以容易 地将所公开的概念和具体实施例用作为了实现本发明的相同目的而修改或设计 其他结构的基础。对于本领域技术人员也应认识到，这种等同构造不脱离如随 附的权利要求所陈述的本发明的精神和范围。

附图说明

为了更完整地理解本发明及其优点，现在结合附图参考下面的描述，其中：

图1是比较几种常规PA的功率效率的图示。

图2是常规数字发射机的一个例子的图示。

图3和图8是根据本发明的数字发射机的例子的图示。

图4-6是图3的发射机的波形。

图7是显示图3的发射机的功率效率的图示，其中发射机使用不同架构的 PA。

图9是图8的PWM的例子的图示。

具体实施方式

现在参见附图，其中为了清晰，所描述的元件未必按比例显示，并且其中 在若干视图中，相同或相似的元件由相同的标记指代。

转向图3-6，示出了根据本发明的数字发射机200-A的例子。如图所示，数 字调制器102能够生成I和Q信号(与上面的图2相似)。SDM202-A1和202-A2 (它们典型地是具有M个输出电平的低通多比特SDM)分别从数字调制器102 接收I和Q信号。这些SDM202-A1和202-A2通常由时钟信号CLK1(其可以 例如具有频率F_S)提供时钟，以对I和Q信号进行滤波，从而减少用于表示具 有一些带外噪声(如图4所示)的I和Q信号的比特数目。脉冲宽度调制器或 PWM204-A1和204-A2(其可以例如是低通PWM)从SDM202-A1和202-A2 接收滤波后的I和Q信号，并且例如将来自SDM202-A1和202-A2的振幅量化 多电平信号转换为单比特或3电平的时间量化信号(有效地生成I和Q PWM信 号)。为了实现这个目的，PWM204-A1和204-A2使用时钟信号CLK2(其例 如可以具有频率MF_S，其中M是SDM输出中的电平数)。然后中继器206-1和 206-2能够使用时钟信号CLK3(其可以例如为2MF_S)重发射I和Q PWM信号。 中继器206-1和206-2也可以被省略，对于这种方案，PWM204-A1和204-A2 将使用时钟信号CLK3。作为一般规则，时钟信号CLK3的频率被设置在适应 交织器208-A的频率，并且与SDM202-A1和202-A2的电平数有关，例如，时 钟信号CLK3的频率是2乘以电平数M再乘以时钟信号CLK的频率(或者 F_CLK3＝2MF_S)。其还与RF信号的载波频率F_C有关，即F_CLK3＝4F_C。在图5中示 出了中继器206-1和206-2的输出波形的例子。

一旦I和Q信号已经被整形，这些I和Q信号可以被交织并放大。交织通 常用交织器208-A(其通常包括混频器212-A1和212-A2以及组合器或加法器 210-A)完成，交织器208-A使用交织信号PH1和PH2将I和Q信号交织为单 个流。如图6的例子所示，交织信号PH1和PH2具有0→1→0→-1→0的循环 并且相互之间相位差为90度。在周期T1，信号PH1和PH2分别为1和0，这 允许I信号作为信号INPA提供给PA214。在周期T2，信号PH1和PH2分别是 0和1，从而允许Q信号被提供为信号INPA。在周期T3，信号PH1和PH2分 别是-1和0，从而允许反向的I信号被提供为信号INPA。类似地，对于周期T4， 反向的Q信号被提供为信号INPA，周期T5-T10示出类似的结果。如该例子中 所示，每个周期T1-T10是1/4F_C。然后交织的信号INPA可以被用于直接驱动 PA214(其是数字PA)。

使用发射机200可以实现一些优点。因为发射机200是全数字发射机，所 以其不使用模拟功率组合器并且不受固有的低效率、高成本和工艺要求所限制。 RF脉冲宽度不在循环之间跳跃，并且开关PA214可以被优化为工作在期望的 输入数字波形。编码效率(其通常是每信号周期的开关事件总数的度量或带内 功率到总功率的度量)接近理想的方波(例如0.79％)。开关PA中的动态误差 也变为发射机200中可预测的加性误差，并且因此可能用预失真电路或简单的 环回电路来纠正。此外，如图7所示，相对于使用各种常规PA架构的发射机， 发射机200的效率显著提高了，并且接近于如图1所示的目标效率。在该示例 比较中，针对幅度概率密度函数(PDF)，将发射机200的功率附加效率(PAE) 和数字效率(DE)与非对称多电平异相(AMO)PA、LINC PA、多电平LINC (ML-LINC)以及极性PA(标记为VDD)的效率进行比较。

替换地，如图8的发射机202-B所示，SDM202-A1和202-A2可以用级联 SDM202-B1和202-B2取代。级联SDM202-B1和202-B2可以用于减少带外噪 声并且满足特定标准的频谱整形。为此，SDM202-B1和202-B2分别包括上采 样器302-1和302-2、减法器306-1和306-2、SDM310-1、312-1、310-2和312-2 (其中每一个例如在频率F_S具有M个电平)。由于级联SDM202-B1和202-B2 具有单独的SDM310-1、312-1、310-2和312-2，所以PWM204-B1和204-B2 也被分开接收信号RAMP，其包括PWM314-B1、316-B1、314-B2和316-B2。 通常，相位选择信号(出于简洁示意的目的，未显示在图8中)选择SDM310-1、 312-1、310-2和312-2以及PWM314-B1、316-B1、314-B2和316-B2生成的相 位，以允许执行相位平均。对该类型的相位平均的更详细描述可以在共同未决 的美国专利申请No.13/323,511中找到，该申请标题为“PHASE AVERAGED  PULSE WIDTH MODULATOR”，于2011年12月11日提交，出于所有目的而 将该申请引用合并于此。交织器208-B还包括修改的混频器212-B1和212-B2 (在该示例中其每一个都包括两个混频器)和修改的加法器210-B(在该示例中 其包括两个加法器)，从而交织来自PWM204-B1和204-B2的输出。应当注意 的是，发射机202-B可以包括中继器(与中继器206-1和206-2类似)，从而允 许PWM204-B1和204-B2使用时钟信号CLK2，但在该例子中这些中继器在图 8中已经被省略了。而且，在另一个替换中，PWM314-B1和314-B2(在图9 中被标识为314-C)可以被分离成多个PWM402-1至402-N。每一个PWM402-1 至402-N之间的输入被延迟器404延迟(出于简单示意的目的，仅示出一个)， 如共同未决的美国专利申请No.13/323,511所描述的，选择信号SELECT可以 用于选择相位，以对数目增加的相位进行相位平均。

虽然通过参考本发明的某些优选实施例如此描述了本发明，但是应注意， 所公开的实施例在本质上是说明性的而非限制性的，并且在前述的公开中可以 想到各种变形、修改、改变和替换，在一些情况下，可以使用本发明的一些特 征而不对应地使用其它特征。因此，应理解，可以广泛地并且以与本发明的范 围一致的方式来解释随附的权利要求。