具有改善的功率因数和减少的能量存储的升压转换器的前馈系统和方法

摘要

本发明涉及具有改善的功率因数和减少的能量存储的升压转换器的前馈系统和方法。具体披露了一种升压转换器的控制器及控制方法。该控制器包括：第一节点，用于接收指示输出DC电压的输出感测信号；第二节点，用于接收指示流过升压转换器的电感器的电流的升压电流感测信号；第一组合器，该第一组合器基于输出感测信号和基准信号之间的差提供误差信号；积分器，该积分器对误差信号进行积分并提供作为其指示的补偿信号；以及脉冲控制器，该脉冲控制器提供一脉冲控制信号以控制功率开关在DCM下运作升压转换器。脉冲控制器基于补偿信号与斜坡信号的比较形成脉冲控制信号，并基于升压电流感测信号在经整流的AC输入电压的周期上进一步调节脉冲控制信号。

说明书

相关申请的交叉引用

本申请要求2011年12月9日提交的美国临时申请S/N 61/569,013的权 益，该申请的全部内容出于所有意图和目的通过引用结合于此。

附图说明

参考以下描述以及附图将能更好地理解本发明的益处、特征以及优点，在 附图中：

图1是包括根据一个实施例实现的前端升压转换器的功率转换系统的简 化方框图；

图2是根据图1的升压转换器的一个实施例实现的升压转换器的简化示意 方框图；

图3是示出图2的升压转换器的操作的时序图；

图4是根据本发明另一实施例实现的使用电流感测电路取代电流传感器 的升压转换器的简化示意方框图；

图5是根据本发明另一实施例实现的其中调节斜坡控制信号的斜率的升 压转换器的简化示意方框图；

图6-9示出使用具有根据本文描述的任何一种配置实现的升压转换器的 图1的转换器的各种电子设备；以及

图10是包括以与图8所示相同的方式配置的图1的转换器的电子设备的 方框图，该转换器用于向一个或多个LED提供电流。

详细说明

参考以下描述以及附图将能更好地理解本发明的益处、特征以及优点。给 出以下描述以使本领域普通技术人员能在特定应用及其需求的背景下实施和 利用所提供的本发明。然而，优选实施例的多种修改对本领域普通技术人员将 会很明显，而且可将本文所限定的一般原理应用于其它实施例。因此，本发明 不旨在受限于本文中示出和描述的特定实施例，而应被给予与本文中公开的原 理和新颖特征一致的最广范围。

通过不连续电流模式(DCM)升压转换器获得高功率因数的传统技术要么对 高电压下的输出进行调节，要么增加了控制复杂性。将输出电压调节至高于峰 值AC输入电压(大约)两倍实现高功率因数和低输入电流失真，这是以高的组 件负荷为代价的。若干传统方法使用前馈技术来改变线路周期上的开关器件的 导通时间，以改善较低输出电压下的功率因数。然而，多数(即使不是全部)传 统方法在控制器中使用精确的乘、除和/或求平方根功能。将这种复杂性加至 控制器减少了工作在DCM中的PFC升压的最初吸引力。

使升压输出电容器最小化是理想的。减少电容可降低成本、减小尺寸并增 加转换器的工作寿命(允许用寿命更长的陶瓷电介质来取代电解电容器)。然 而，减少升压输出电容使输出电压波纹增大。这是因为被编程以提供高功率因 数的升压转换器将随AC输入变化的能量传递至输出电容器。高波纹电压能使 输入电流失真并使功率因数劣化。

需要提供一种简单的功率因数控制技术，这种技术不需要精确的乘、除或 求平方根功能并以最小输出电容工作在中等输出电压电平下。

这里披露了对于升压开关转换器的一种简单控制系统和方法，所述升压开 关转换器获得高功率因数和低谐波失真并具有最小能量存储电容。该方法将升 压电流信号注入控制器以改变开关器件在AC输入线路周期上的导通时间。

图1是包括根据一个实施例实现的前端升压转换器107的功率转换系统 100的简化方框图。交流电(AC)源101将输入AC电压VG提供给电压转换器103， 该电压转换器103将经稳压的输出电压VO提供给负载105。转换器103包括升 压转换器107，该升压转换器107接收VG并将输出直流(DC)电压VB提供给第 二级转换器109。本公开主要涉及升压转换器107的实现。第二级转换器109 将VB转换成较低的电压、经稳压的输出电压VO以向负载105提供功率。

图2是可用作图1的升压转换器107的根据本发明的一个实施例实现的升 压转换器200的简化示意方框图。AC源101将AC电压的正极信号和负极信号 提供给全波桥式整流器BR的相应输入端子，该全波桥式整流器BR具有耦合至 公共节点(COM)的负输出端子以及耦合至节点202的正输出端子，节点202提 供经整流的电压VR。要注意COM代表具有合适的正、负或接地电压电平的公共 或基准节点。也应注意，COM以简化形式图示出并也可代表给定实现的多个基 准节点，所述给定实现例如为多个接地电平，比如信号接地、功率接地、机壳 接地等。节点202耦合至电感器L的一端，电感器L的另一端耦合至节点204， 节点204进一步耦合至二极管D的阳极以及金属氧化物半导体、场效应管 (MOSFET)Q的漏极。要理解，可使用任何其它合适的受控开关器件来实现Q。 二极管D的阴极耦合至输出节点206，输出节点206形成电压VB。

输出节点206进一步耦合至第二级转换器109的输入，耦合至输出电容器 CO的一端，并通过具有增益K的增益装置212耦合至组合器或求和装置203 的负输入端子。当需要直接感测输出电压VB时，可省去增益装置212。增益K 是依赖于具体实现的任意值，并可具有小于1的值以减小所感测电压的电压值。 在一个实施例中，增益装置K可以是简单的分压器，例如包括串联耦合在节点 206和COM之间的一对电阻器，所述分压器具有耦合至求和装置203的负输入 端子的中间节点。电容器CO的另一端耦合至COM，并且求和装置203具有接收 基准电压VERF的正输入端子。VREF代表VB的目标电压电平，其中求和装置 203工作以从VREF中减去VO以形成误差电压VERR。求和装置203的输出将VERR 提供给积分装置205的输入。

积分装置205具有将经积分的误差电压VCMP1(或补偿电压)提供给另一组 合器或求和装置207的正输入的输出，组合器或求和装置207在其负输入接收 电压VIL并在其输出将经调节的补偿电压VCMP2提供给比较器209的非反相(+) 输入。由斜坡发生器214产生的斜坡电压RAMP被提供给比较器209的反相(-) 输入，比较器209的输出耦合至驱动器211的输入。驱动器211的输出耦合至 MOSFET 211的栅极。输入电流IG流过电压源101和桥式整流器BR，相应的电 流IL流过电感器L并且输出电流IB通过二极管D流至输出节点206。电流感 测器201感测电流IL并基于IL形成电压VIL。求和装置207从VCMP1减去VIL 以形成VCMP2。要注意，电流IL是IG的经整流版本。

求和装置207、斜坡发生器214和比较器209总地构成升压转换器200的 脉冲控制器216，用于形成被提供给驱动器211以控制Q的切换的脉冲控制信 号。脉冲控制器216如本文所述地基于补偿电压VCMP1和VIL形成脉冲信号。 在本文描述的每种配置中，电感器L、开关Q、二极管D和电容器CO总地构成 升压转换器的升压级。桥式整流器BR和电感器L、开关Q和二极管D是在外部 提供的，并且剩下的组件可设置在控制器集成电路(IC)或芯片上。

在升压转换器操作中，比较器209基于VCMP2和RAMP的电压电平的比较 控制Q的切换。在一个实施例中，RAMP具有合适的频率水平，该频率水平在每 个切换周期期间以适当的速率向上斜变并随后复位至低。当RAMP在每个切换 周期开始时复位至低时，其落在VCMP2之下，这使Q导通，由此使IL增加。 当RAMP到达或甚至超出VCMP2时，比较器209使Q截止并使流过电感器L的 电流IL流过二极管D以产生输出升压电流IB。

工作在不连续电流模式(DCM)下的升压转换器对于在低功率场合下提供高 输入功率因数是有吸引力的。DCM一般意味着流过电感器L的电流在工作频率 的每个周期内变为零。DCM升压转换器的主要吸引力是控制的简单性。以恒定 导通时间调制开关器件Q使峰值电感器电流跟随经整流的AC线路电压。然而， 如果输出电压过低，则线路电流可能变得失真。

DCM升压转换器的低劣功率因数的原因可追溯到电感器续电流。在切换间 隔上取平均的输入电流IG是在Q的导通时间t_ON期间的平均电感器电流I_ON和平 均电感器续电流IB之和，或IG=I_ON+IB。导通时间电流遵循下面的方程(1)：

$I_{\mathrm{ON}}=\frac{\mathrm{VG}·t_{\mathrm{ON}}^2}{2·L·T_{\mathrm{SW}}}---\left(1\right)$

其中L是电感器L的电感而T_SW是RAMP的切换周期。如果t_ON是恒定的， 则I_ON跟随输入电压。平均续电流IB也是根据下列方程(2)的平均升压输出电 流：

$\mathrm{IB}=\frac{\mathrm{VG}·t_{\mathrm{ON}}^2}{2·L·T_{\mathrm{SW}}·(\frac{\mathrm{VB}}{\mathrm{VG}}-1)}---\left(2\right)$

平均续电流是升压输出电压的函数。输入电流失真随着输出电压VB接近 输入电压VG而增加。

升压转换器200被配置成将升压电流作为前馈信号以修正开关器件Q的导 通时间t_ON。VIL是与注入到控制环的升压电流成比例的信号。平均升压输出电 压VB通过经积分的误差信号VCMP1被调整，所述经积分的误差信号VCMP1在 1/2线路周期(输入电压VG的线路周期)上基本是恒定的。Q的导通时间t_ON是 通过从经积分的误差信号VCMP1减去(207)经缩放的升压电流信号VIL并将结 果VCMP2与RAMP比较(209)而推导出的。电流前馈信号包括如通过方程(1)和 (2)给出的的输入和输出电压信息。导通时间t_ON在线路周期上是变化的，并响 应于高输出波纹电压。

图3是示出升压转换器200的操作的时序图。图中绘出在理想情况下和具 有前馈的导通时间变化的情况下信号VG、VB和VR的电压(左侧垂直电压标度) 连同t_ON导通时间(右侧垂直时间标度)的变化。电感器电流IL也被绘出并与VG 重叠，其中IL代表IG的经整流值或绝对值版本。输入AC电压VG具有频率F_LINE和周期T_LINE，由此该时序图表示VG的一个线路周期(下方水平标度从0-1的归 一化时间)。RAMP具有频率F_SW，它也是Q的切换频率，其中T_SW=1/F_SW。理想 导通时间t_ON是通过对等同于正弦波的IG使方程(1)和(2)相等而推导出的。尽 管具有电流前馈的导通时间偏离于理想导通时间，然而升压转换器200获得相 对高的功率因数和低的谐波失真。

电流前馈环可使用简单的、低成本的电路技术来实现。然而，用电流传感 器201监视升压电流意味着昂贵的电流传感器，该电流传感器将悬浮在高电压 上的小信号电流平移以控制以COM为基准的Q。

图4是根据本发明另一实施例实现的升压转换器400的简化方框示意图。 升压转换器400是升压转换器107的另一实施例，并类似于升压转换器200， 其中相同的组件具有相同的附图标记。组件BR、L、D、CO、Q、203、205、207、 209、211、212、214和216被耦合从而以相同方式工作。VB(经由212)和VREF 以相同方式被提供给求和装置203的相应输入，除了输出VERR通过采样开关 401提供以外。开关401受由采样装置403产生的采样信号TS控制，采样装置 403提供经采样的误差信号VERR，该误差信号VERR被提供给积分装置205。在 一个实施例中，采样装置403断言TS上的一个脉冲，从而在输入AC信号VG 过零时闭合开关401。205的VCMP1输出以相同方式被提供给求和装置207的 正输入以提供VCMP2，VCMP2以相同方式被提供给比较器209的非反相输入。 比较器209的输出以相同方式被提供给驱动器211，用于控制Q的切换。

在这种情形下，由电流感测电路取代电流传感器201，该电流感测电路用 于形成被提供给求和装置207的负输入的VIL信号。感测电阻器RS被耦合在 桥式整流器BR的负输出端子和COM之间。桥式整流器BR的负输出端子进一步 耦合至电阻器R2的一端，该电阻器R2的另一端耦合至反馈电阻器R1的一端 并耦合至放大器405的反相输入，放大器405的非反相输入耦合至COM。放大 器405的输出耦合至R1的另一端并耦合至采样&保持(S/H)装置407的输入。 比较器209的输出也耦合至反相器409的输入，反相器409的输出耦合至S/H 装置407的控制输入。S/H装置407的输出提供VIL作为放大器405的输出的 经采样版本。

在操作中，电感器电流IL也流入电流感测电阻器RS中。当Q截止时，在 整个续流间隔期间，横跨RS的负电压与放大器405的反相增益((-R1/R2)相乘 并由采样装置407采样，而VIL在VIL与升压输出电流IB成比例的间隔期间 是经采样信号的平均值。从经积分的误差信号VCMP1减去作为输出电流信号的 一个版本的该经采样信号得到经调整的补偿信号VCMP2产生与升压转换器200 的技术类似的前馈行为，而不一定要使用昂贵的电流传感器。

图5是根据本发明另一实施例实现的升压转换器500的简化方框示意图。 升压转换器500是升压转换器107的另一实施例，并类似于升压转换器400， 其中相同的组件具有相同的附图标记。组件BR、L、D、CO、Q、203、205、209、 211、212、401、403、405、407和409被耦合从而以相同方式工作。在这种情 形下，由脉冲控制器502取代脉冲控制器216，如本文中进一步描述的那样。 对于脉冲控制器216，求和装置207被撤去并且积分装置205的VCMP输出不再 受到调整，而是被提供给比较器209的非反相输入。比较器209的输出被提供 给驱动器211或开关Q的控制切换端，且被提供给反相器409以控制S/H装置 407。放大器感测电路(RS、R1、R2、405)被提供以相同方式工作从而产生VIL。 脉冲控制器502包括斜坡发生器501，该斜坡发生器501取代斜坡发生器214。 在这种情形下，也可将VIL提供给斜坡发生器501的斜率调节输入，该斜率调 节输入形成一经调节的斜坡信号ARAMP，该经调节的斜坡信号ARAMP被提供给 比较器209的反相输入。

升压转换器500产生升压输出电流信号，并调节斜坡信号的斜率以供前馈 控制。升压转换器400、500两者展现出一种技术，这种技术对误差VERR(它是 升压输出VB和基准VREF之间的差)进行采样和积分。从如图所示由升压转换 器400从经积分的误差信号减去输出电流信号，这产生与升压转换器500相同 的前馈行为，其中经采样的输出电流被用来调整斜坡控制信号的斜率。任何一 种技术减小输出电容器CO的尺寸并利于集成到控制器集成电路(IC)中。

图6-9示出使用具有根据本文描述的任何一种配置实现的升压转换器的 转换器103的各种电子设备。如图6所示，转换器103接收VG并驱动任何类 型的DC负载601。如图7所示，转换器103接收VG并对包括一个或多个可充 电电池的电池组或电池库701充电。如图8所示，转换器103接收VG并将电 流提供给一个或多个发光二极管(LED)801。如图9所示，转换器103接收VG 并将电流提供给线圈901或类似装置，从而产生用于电动机903或类似装置的 磁场。

图10是包括以与图8所示相同的方式配置的转换器103的电子设备1000 的方框图，该转换器103用于向一个或多个LED 801提供电流。在这种情形下， 传统的线路调光器1002接收VG(例如AC线路电压)并提供AC导电角调制的电 压或“经斩波的”电压VG_MOD，该电压VG_MOD被提供给转换器103的输入。在一个 实施例中，线路调光器电路1002工作以选择地对于每个半周期(即180°)在 0°和180°之间的任意相角对图示为1001的VG的前沿和后沿中的一者或两者 进行斩波，从而提供VG_MOD。VG_MOD的一种示例形式表示在1103，其中每半个周期 对前沿进行斩波。在一个实施例中，线路调光器电路1002使用三端双向可控 硅开关(未示出)或类似装置以延迟VAC波形接近零，直到预定相角为止。调光 相角越大，则更多VG被斩波或调零以减小VG_MOD的电压。每半周期到达该相位 角时，VG就逐步上升至线路电压(例如三端双向可控硅开关导通)并且VG的剩 余部分被输出至转换器103。

所披露的系统和方法通过最小能量存储电容取得高功率因数和低谐波失 真，并且不需要准确的乘、除和/或平方根功能。另外，至少一个披露的实施 例对误差信号作采样和积分从而使其适于硅集成，这与使用长时间常数和大型 器件的传统配置不同，长时间常数和大型器件使得传统配置较为不适于硅集 成。

虽然已参考本发明的某些优选版本相当详细地描述了本发明，但可构 想其它可能的版本和变型。本领域普通技术人员应当理解的是，他们能容 易地利用所公开的理念和特定实施例作为基础来设计或修改其它结构以提 供本发明的相同目的，这不背离由所附权利要求限定的本发明的精神和范 围。