用于控制功率变换器的最大输出功率的方法和设备

摘要

本发明涉及用于控制功率变换器的最大输出功率的方法和设备。公开了一种用于功率变换器的控制器。根据本发明的多方面的实例电路控制器包括输入电压传感器，其被耦合以接收表示功率变换器输入电压的输入信号。还包括电流传感器，其被耦合以感测在电源开关中流动的电流。驱动信号发生器，其被耦合以驱动电源开关在接通时间周期为接通状态以及在关断时间周期为关断状态。该控制器被耦合以调整电源开关的切换周期使其与输入信号乘以时间周期的值成比例。该时间周期为当电源开关处于接通状态时在电源开关中流动的电流在两个电流值之间改变所用的时间。

说明书

本申请是申请日为2008年4月7日、申请号为200810109220.2、名称为“用 于控制功率变换器的最大输出功率的方法和设备”的发明专利申请的分案申请。

技术领域

本发明通常涉及功率变换器，更具体地，本发明涉及调整功率变换器的输 出。

背景技术

许多电子设备例如蜂窝电话、个人数字助理（PDA）、膝上电脑等，由相对 低的电压DC电源供电。由于功率通常通过壁装电源插座被传递作为高压AC 功率，所以需要通常被称为功率变换器的装置来将高压AC功率变换为低压DC 功率。低压DC功率可由功率变换器直接提供给所述装置或者它可被用于对可 再充电电池充电，其又为所述装置提供能量，但是一旦存储的能量被消耗掉其 就需要充电。通常，使用包括功率变换器的电池充电器对电池充电，该功率变 换器满足电池所需要的恒定电流和恒定电压的要求。其它电子设备，例如DVD 播放器、计算机监视器、电视等，也需要用于装置操作的功率变换器。这些设 备中的功率变换器还必须提供满足所述装置的要求的输出电压和电流。在操作 中，功率变换器可以使用控制器来调节传递到电子设备的输出功率，该电子设 备例如是电池，其通常被称为负载。更具体地，为了调节传输到所述负载的功 率，该控制器可以耦合到提供功率变换器的输出的反馈信息的传感器。该控制 器通过控制电源开关的打开与关闭来调节到负载的功率以响应来自传感器的反 馈信息，从而将来自例如电源线的输入电源的能量脉冲传输至输出。

功率变换器输出电压和电流的乘积被称作功率变换器的输出功率。在大部 分功率变换器应用中，有必要限制最坏情况下的最大输出功率，提供该最大输 出功率以确保被提供电力的设备可以免遭过大电力传递的破坏。改进功率变换 器传递的最大输出功率容差可以对由功率变换器提供电力的电子设备进行优化 以确保故障情况下的安全操作，并且改进了电子设备可靠性，降低了电子设备 的全部成本。

可以使用的功率变换器的一个特殊的类型是回扫功率变换器。在回扫功率 变换器中，能量传输元件导电地将功率变换器的输入端和输出端隔离。电隔离 防止DC电流流经功率变换器的输入端和输出端之间。

回扫功率变换器通过切换电源开关产生输出从而在电源开关的开通时间期 间在能量传输元件中存储能量，并且在电源开关被关断的至少一部分时间内传 输能量到功率变换器输出。在未隔离的回扫变换器中，仍然需要能量传输元件 来存储从功率变换器输入传递到功率变换器输出的能量，但是不需要由能量传 输元件提供的电隔离。

在操作中，功率变换器可以使用控制器调整传递到负载的输出功率。更具 体地，该控制器可以限制功率变换器的最大输出功率以响应通过感测功率变换 器的输出的输出电压和或输出电流获得的反馈信息。在功率变换器的输出处感 测输出电流通常会降低功率变换器效率，因为通常会引入电阻元件以提供与功 率变换器输出电流成比例的电压信号。如果功率变换器的输出电流没有在功率 变换器输出处被感测，则最大功率传输限制会由功率变换器中的特定部件的标 准容差确定。

其参数影响功率变换器最大输出功率的容差的两个部件是能量传输元件的 电感的容差和电源开关处于接通状态时在该电源开关中流动的电流的保护电流 极限阈值的容差。控制器可以感测电源开关接通时在该电源开关中流动的电流， 并且还可以设置最大保护电流极限阈值。在该情况下，控制器最大保护电流极 限阈值的容差将影响功率变换器最大输出功率的容差。

发明内容

根据本发明的一个实施例，提供一种用于功率变换器的控制器，包括：输 入电压传感器，其被耦合以接收表示功率变换器的输入电压的输入信号；电流 传感器，其被耦合以感测在电源开关中流动的电流；以及驱动信号发生器，其 被耦合以驱动电源开关在接通时间周期为接通状态以及在关断时间周期为关断 状态，其中该驱动信号发生器被耦合以调整电源开关的切换循环周期使其与输 入信号乘以当电源开关处于接通状态时在电源开关中流动的电流在两个电流值 之间改变所用的时间的值成比例。

根据本发明的另一个实施例，提供一种用于功率变换器的控制器，包括： 输入电压传感器，其被耦合以接收表示该功率变换器的输入电压的输入信号； 电流传感器，其被耦合以感测在电源开关中流动的电流；以及驱动信号发生器， 其被耦合以驱动电源开关在接通时间周期为接通状态以及在关断时间周期为关 断状态，其中该驱动信号发生器被耦合以调整该电源开关的占空比使其与输入 信号乘以当电源开关处于接通状态时在电源开关中流动的电流在两个电流值之 间改变所用的时间的值成比例。

根据本发明的另一个实施例，提供一种用于功率变换器的控制器，包括： 输入电压传感器，其被耦合以接收表示该功率变换器的输入电压的输入信号； 电流传感器，其被耦合以感测在电源开关中流动的电流；以及驱动信号发生器， 其被耦合以驱动电源开关在接通时间周期为接通状态以及在关断时间周期为关 断状态，其中该驱动信号发生器被耦合以响应于当电源开关处于接通状态和控 制时间周期时在电源开关中流动的电流在两个电流值之间发生改变所用的时间 之差来调整该电源开关的切换循环周期。

根据本发明的另一个实施例，提供一种用于控制功率变换器的方法，包括： 在接通和关断状态之间切换电源开关；感测表示功率变换器的输入电压的输入 信号；感测在电源开关中流动的电流；以及调整电源开关的切换循环周期使其 与输入信号乘以当电源开关处于接通状态时在电源开关中流动的电流在两个电 流值之间改变所用的时间的值成比例。

附图说明

本发明的非限制性和非穷举的实施例参考下面的附图进行描述，除非另有 说明，其中所有不同附图中类似的附图标记指代类似的部分。

图1总体上示出根据本发明的教导的开关功率变换器的一个实例，该开关 功率变换器具有回扫拓扑并且包括控制开关变换器的最大输出功率的控制器。

图2示出根据本发明的教导的实例开关功率变换器操作波形的代表性切换 周期。

图3示出根据本发明的教导的电感和电流极限校正的实例波形。

图4示出两个曲线实例，其显示根据本发明的教导的显示电源开关切换循 环周期和表示输入到功率变换器的电压的信号与电源开关接通时间周期的乘积 之间的关系。

图5示出一流程图，其描述根据本发明的教导的调整开关功率变换器的输 出的实例方法。

图6示出根据本发明的教导的可以实现控制技术的实例集成电路的内部细 节。

图7示出根据本发明的教导的图6示出的实例集成电路的时序波形。

图8示出一流程图，其描述根据本发明的教导的替换方法实例，用以调整 开关功率变换器的输出。

具体实施方式

公开了根据本发明的涉及控制功率变换器的最大输出功率的实例。在下面 的描述中，为了提供对本发明的彻底的理解，阐述了大量特定的细节。然而， 对本领域技术人员来说，显而易见的是这些特定的细节不一定用于实践本发明。 在其它实例中，为了避免混淆本发明而没有详细描述公知的材料或者方法。

在整个说明书中对“一个实施例”、“实施例”、“一个实例”或者“实例”的引用 意味着结合实施例描述的特定的特征、结构或者特性被包括在本发明的至少一 个实施例或者实例中。因此，贯穿该说明书在不同地方出现的短语“在一个实施 例中”、“在实施例中”、“在一个实例中”或者“在实例中”并非必定指代相同的实 施例。在一个或者多个实施例或者实例中，所述特定的特征、结构或者特性例 如可以组合成任何适当的组合和/或子组合。另外，所述特定的特征、结构或者 特性可以包括在集成电路、电子电路、组合逻辑电路或者能够提供以上描述的 功能的其它适当部件中。另外，应当理解文中提供的附图对于本领域技术人员 来说都是用于解释的目的，并且附图没有必要按比例制图。

如将要讨论的，根据本发明教导的实例包括用于控制功率变换器的最大输 出功率的方法和设备而不必在功率变换器的输出处感测输出电压和/或输出电 流。另外，根据本发明教导的实例补偿能量传输元件电感容差和在由控制器设 定的电源开关中流动的电流的保护电流极限阈值的容差。取消在功率变换器的 输出处感测功率变换器的输出电流的必要提高了功率变换器效率，减少了功率 变换器部件数量，这导致了与已知的解决方案相比具有改进的功率变换器可靠 性。补偿能量传输元件电感和控制器保护电流极限阈值容差进一步改善了功率 变换器可靠性并允许更紧凑和更可靠的功率变换器和负载的设计。

在一个实例中，在电源开关的每一个切换周期期间，功率变换器的最大输 出功率被控制以确保在功率变换器操作期间功率变换器响应于能量传输元件电 感和保护电流极限阈值的变化。通过用这种方式控制功率变换器的最大输出功 率，功率变换器响应于极限操作条件，例如在功率变换器的初始设计期间不期 望出现的非常高的环境温度，还进一步提高了功率变换器和负载的可靠性。

为了说明，图1示出了根据本发明的教导的被调整的开关功率变换器100 的一个实例，其有时被称作电源。在图1示出的特定实例中，开关功率变换器 100是具有回扫拓扑的功率变换器。然而可以理解，根据本发明的教导，存在开 关电源的许多其它已知的拓扑和结构，其也能控制最大功率变换器输出功率， 以及提供图1示出的回扫拓扑是用于解释的目的。应当注意根据本发明的教导， 在其它实例中，功率变换器100具有一个以上的输出。

如所示出的，控制电路115耦合到电源开关105，其在一个实例中是金属 氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)、双极晶体管等。电源开关105耦合到能 量传输元件109的输入绕组103，其耦合到DC输入电压V_IN 101和输出功率二 极管117。在一个实例中，DC输入电压V_IN 101是耦合到未示出的AC电压源 的整流器电路的未调整的输出。输入电容器106耦合到功率变换器输入端190 和191以便当电源开关105处于接通状态时为流经第一和第二输入端190和 191、能量传输元件109绕组103和电源开关105的开关电流提供低阻抗源。在 一个实例中，控制电路115和开关105可以形成集成电路的一部分，所述集成 电路可以被制造为混合或者单片集成电路。控制电路115被耦合以接收信号114， 其在一个实例中是电压信号，但是在其它实例中它还可以是电流信号，或者可 以是代表功率变换器输出和或输入的其它信号，同时仍然受益于本发明的教导。

在图1的实例中，控制电路115被耦合以调整从功率变换器100的第一和 第二输入端190和191传递到耦合于负载121的功率变换器输出端192和193 的功率。能量传输元件109包括输入绕组103和输出绕组110以及辅助绕组108。 信号114从辅助绕组108通过由电阻器111和112构成的电阻分压器（resistor  divider）耦合到控制电路115。如在实例中所示，控制器115包括电流感测电路 140，其被耦合以感测通过电源开关105的电流、传感器电路141，其被耦合以 接收表示至功率变换器100的输入电压的输入信号、以及定时和乘法器电路 142，其处理电流感测电路140和传感器电路141的输出。控制器115还包括振 荡器电路，其响应于定时和乘法器电路142、以及驱动信号发生器电路144，该 驱动信号发生器电路被耦合以驱动电源开关105在接通时间周期为接通状态以 及在关断时间周期为关断状态。在一个实例中，控制器115被耦合以调节电源 开关105的占空比使其与输入电压信号与时间的乘积值成比例，该时间用于电 源开关处于接通状态时在电源开关中流动的电流在两个电流值之间的改变。

电路100的基本操作现在将参考图2中的波形200和201进行描述。在操 作中，响应于信号114控制电路115通过切换电源开关105调整功率变换器100 的输出。当开关105接通时，来自输入电容器106的能量被转换成所述能量传 输元件109的输入绕组103的电感。在电源开关105中流动的典型电流波形的 一个实例在图2中以波形201示出。当电源开关105在时刻202接通时，流经 电源开关105的电流I_D203开始增加。如在示出的实例中所示的那样，电源开 关105被接通之后电流I_D203基本上线性增加。电流波形204随着时间的变化 率被给定为：

dI_D/dt=V_IN/L_I    (1)

其中V_IN是图1中跨越输入电容器106的输入电压101，L_I是能量传输元件109 的输入绕组103的电感L_I198，其是在能量传输元件109的所有其它绕组未与外 部电路耦合的情况下测得的。要注意的是，为了不混淆本发明的教导，等式（1） 中的关系并不能说明跨越电源开关105的任何电压降或者其它第二级电压降。

在电源开关105被关断的时刻205，电源开关105中流动的电流I_D203增 加到值I_Dpk206。存储在能量传输元件109的绕组103的电感LI198中的能量通 过下式给出：

$E_{L_I}=1/2\times L_I\times {I_{\mathrm{DPK}}}^2---\left(2\right)$

当电源开关105关断时，存储在输入绕组103的电感L_I198中的能量被转 换成功率变换器100的输出和通过正向偏置的输出功率二极管117流到电容器 118和耦合到输出端192和193的负载121的电流。在开关105的关断周期期间， 电流流经输出功率二极管117时，跨越负载121的输出电压V_O119加上跨越输 出功率二极管117的正向压降基本上等于跨越输出绕组110的电压。

在一些情况下，在电源开关105的关断周期期间，电流可以基本上中止从 输出绕组110通过输出功率二极管117的流动。在该情况下，功率变换器的操 作被称为不连续模式操作。在不连续模式操作中，在下一个电源开关切换周期 开始之时电源开关105再次接通之前，基本上存储在能量传输元件109的输入 绕组103的电感L_I198中的所有能量被传输到电源的输出。在图2的实例中， 由于能量传递周期t_ed207小于t_off 208，因此功率变换器以不连续模式操作。在 以不连续模式操作的功率变换器中，电源开关105中流动的电流203在每一个 切换周期开始时起始于基本上等于0的值。如果功率变换器105切换循环周期 是T209，则传递到电源的输出的功率（P_out）通过下式给出：

P_out＝K1x1/2xL_IxI_DPK²x1/T    (3)

其中K1是小于1的因数，其说明了从功率变换器100的输入到输出的能量传输 过程中的能量损耗，并且可以例如包括箝位能量（通常被称为泄漏能量）的箝 位电路102中的损耗，所述箝位电路102没有在电感L_I198和功率变换器100 的输出之间耦合。等式（3）中的项1/T通常被称为电源开关切换周期频率，它 在一个实例中由控制器115来决定。

以不连续操作模式操作的功率变换器的最大输出功率能力可以通过下式得 到：

P_outmax＝K2x1/2xL_IxI_DPKMAX²x1/T    （4）

其中I_DPKMAX是由控制器115决定的最大保护电流极限电流阈值。K2可以是与 等式（3）中的K1不同的因数，这是由于当与等式（3）的负载条件相比时，在 等式（4）的最大负载条件期间能量损耗比例的变化。从一个功率变换器到另一 个的L_I、I_DPKMAX和T的容差将决定从一个功率变换器到另一个的P_outmax的容 差。另外，在改变例如功率变换器操作的环境温度的操作条件的情况下，单个 功率变换器中的L_I、I_DPKMAX和T的容差，也将决定P_outmax的容差。

现在重新整理等式（1）：

dI_DxL_I=V_INxdt    (5)

最大功率变换器负载条件的替代值给出：

dI_DPKMAX x L_I=V_INxdt_onmax    (6)

因此，根据等式（6）的关系，I_DPKMAX或者L_I的任何变化将导致V_INxdt_onmax乘积的变化。如下面将要描述的，为了生成响应于V_INxdt_onmax乘积的内部信号 以及调整电源开关105的切换循环周期与V_INxdt_onmax的乘积成比例，控制器115 例如可以被耦合以检测和测量V_IN和dt_ONMAX。这样，电源开关切换循环周期响 应于I_DPKMAX或者L_I的任何变化从而减小由于I_DPKMAX、L_I或者其结合的变化引 起的功率变换器的最大输出功率的变化。

控制器115被耦合以接收表示输入电压V_IN101的信号存在很多种方式。在 一个实例中，在输入电容器106和控制器115之间形成直接连接130。在另一实 例中，控制器115被耦合以检测在电源开关105处于接通状态期间从端子123 流出的电流I1 180。在这期间，端子123处的电压被箝位成基本上等于端子107 处的电压。这个电流I1 180因此表示输入电压V_IN101，因为跨越辅助绕组108 呈现的电压在电源开关105处于接通期间基本上等于输入电压V_IN101乘以匝数 比N_AUX171/N_I170。电阻器111的选择因此决定了在电源开关105接通期间流 动的电流I1 180的值。因此，电流I1 180是表示输入电压V_IN101的信号。在一 个实例中，电流I1 180可以被写成：

I1=K V_IN    (7)

其中

K={N_AUX/N_I}/R₁₁₁    (8)

上面等式（8）中的关系假设当电源开关105位于接通状态时端子123基本上处 于接地端子124的电势。

下面使用图3中的波形来描述等式（6）中的关系如何用于控制功率变换器 的最大输出功率的实例。在该实例中，图3中的波形300实例示出了两个电源 开关105电流波形303和304。在两个波形303和304中，电源开关电流I_D302 倾斜到基本上等于I_DPKMAX305的最终值，其是保护电流极限阈值，限定了可以 在电源开关105中流动的最大峰值电流，所述电源开关105可以由例如图1中 的控制器115设定。如所示出的，在波形304的情况下高X%的能量传输元件输 入绕组电感L_I，要求电源开关105处于接通的时间比波形303中电源开关105 处于接通的时间长X%，以达到相同的保护电流极限阈值I_DPKMAX305。电源开 关105接通时间的增加因此直接与能量传输元件输入绕组电感的增加直接成比 例，如等式（1）中的关系所预测的那样，假设V_IN恒定。如果响应于电源开关 105接通时间的增加，等式（4）中的电源开关切换循环周期T也增加了X%， 那么P_outmax的值将保持基本恒定，因为L_I也高X%。因此，在能量传输元件输 入绕组电感L_I容差的情况中，对于因数Ka 309的校正值基本上等于1。

图3的波形301实例示出了两个电源开关105电流波形306和307。如所 示出的，电源开关105处于接通状态时电流波形306和307基本上呈线性增加 直到电流波形306和307达到保护电流极限阈值为止。在该实例中，波形306 具有保护电流极限阈值I_DPKMAXnom309，而波形307具有保护电流极限阈值 I_DPKMAXY308，其是比电流极限阈值I_DPKMAXnom309高Y%。因此，当保护电流极 限阈值增加了Y%时电源开关105接通时间基本上增加了Y%。

然而由等式(4)中的关系，电流极限阈值增加Y%的影响对于功率变换器100 的最大输出功率能力P_outmax具有平方律影响。例如，如果等式(4)中的I_DPKMAX值 增加了5%，那么等式(4)中的P_outmax值基本上增加了10％。平方例如+15％的小 百分数变化导致基本加倍整个百分数变化的事实，允许图3中的因数Ka 310被 选择为基本上等于2以便基本上消除电源开关保护电流极限阈值改变的影响。

图4示出了电源开关切换循环周期和表示功率变换器的输入电压的信号与 电源开关接通时间周期t_on之间的乘积的关系的曲线。如上所讨论的，基本上等 于1的Ka的值将基本上消除能量传输元件输入绕组电感L_I的变化，同时基本 上等于2的Ka的值将基本上消除控制器115的保护电流极限阈值的变化。

图5示出根据本发明的教导的用于控制功率变换器的最大输出功率的实例 方法的流程图。在块501中，电源开关接通，在块502中定时周期开始。参考 上面的描述注意的是，虽然迄今讨论的定时周期是电源开关的接通时间周期， 但是当在电源开关中存在两个分离的电流电平时，在电源开关的接通时间期间 的任何时间，定时周期都可以开始和结束。在块512中，感测表示输入到功率 变换器的输入电压的信号。在块503中，确定由于定时周期开始电源开关电流 是否在两个电流阈值之间发生变化。在到目前为止的描述中，第一电流阈值基 本上等于0，第二电流阈值处于保护电流极限阈值。然而要注意的是，如果只需 要对能量传输元件输入绕组电感的容差的校正，那么可以使用两个其它的电流 阈值以确定电源开关接通时间期间电源开关电流波形的斜率。要注意的是如果 需要保护电流极限阈值的容差校正，那么块503中的电流阈值中的至少一个必 须是保护电流极限阈值。在块504中，中止定时，并且计算定时器开始和中止 之间表示输入电压的信号和测量时间的乘积（KV_INxt）。块505、506、507、508 和509基于（KV_INxt）的计算确定需要的动作。尤其是，如果（KV_INxt）大于 块505中的额定值（nominal value），那么电源开关切换周期时间在块507中增 加。在一个实例中，额定值可以在电源设计阶段就被确定。尤其是，设计者可 以计算为了获得需要的输出功率额定值将是多少。为了说明，通过选择电阻器 R₁₁₁，且因此选择K，设计者可以选择额定操作周期用于图4中给定的（V_INxt）。 例如，额定周期可以是图4中的点（1，1）。如果（KV_INxt）大于该额定值（例 如，图4中大于1），那么周期就会增加。现在回过头参考图5，如果（KV_INxt） 小于块506中的额定值，那么电源开关切换循环时间在块508中就会减小。如 果（KV_INxt）是额定值，那么块509中切换循环周期就不会发生变化。块510 确定了在块501下一个电源开关切换周期开始之前当前的切换循环周期是否完 成。

要注意的是，虽然上面的描述使用了电源开关切换周期作为基于（KV_INxt） 乘积的测量值进行调整的控制参数，但是更通常的是在任何电源开关切换循环 周期（被称为电源开关占空比）期间，电源开关接通时间和电源开关关断时间 的比率，是相同控制功能的更宽的描述。通常，电源开关占空比可以通过调整 电源开关切换循环周期而被调整，而且可通过其它技术进行调整，包括调整电 源开关保护电流极限阈值、在每一个切换循环周期期间直接控制电源开关接通 的时间周期、开/关控制、脉冲宽度调制或者其它适当的功率变换器切换技术。

图6示出了控制器615的一部份的详细示意图，其在一个实例中与图1中 的控制器115是等效的。电压源V_AUX603在一个实例中等效于图1中的辅助绕 组电压V_AUX181。在一个实例中，控制器615被耦合以驱动等效于图1中的电 源开关105的电源开关。在一个实例中，电阻器601等效于图1中的电阻器R₁₁₁。 在一个实例中接地电势端605等效于图1中的接地电势端124。下面对图6中的 电路600的描述参考图7中的波形700。

如图6所示，表示输入到功率变换器的输入电压V_IN101的电流信号606 在电源开关105接通期间流动。晶体管632和633的栅极耦合保持FB端603 处的电压基本上等于控制器接地电势605，从而电流信号606的值基本上等于 V_AUX/R₆₀₁。电流源634偏置晶体管633。电流606也在晶体管631中流动，其与 晶体管637一起形成电流镜。然而，由于晶体管636的出现，其只有在CLK线 607为高时才导通，晶体管631的栅极上的电压被采样并且被保持在电容器663 上直到下次CLK线信号607变高为止。将要注意的是，在电源开关接通时间706 开始之后的延迟周期，CLK线信号波形703变高。在一个实例中，这个延迟周 期基本上等于400纳秒，并且CLK线脉冲为高的持续时间基本上等于100纳秒。 跨越电容器663的保持电压设置了当晶体管639导通时在晶体管637中流动的 电流值。电源开关选通驱动信号608和701为高期间晶体管639导通，其在一 个实例中等效于图1中的信号122。在晶体管639导通期间，因此电容器642 以固定电流被充电，如由图7中的波形704所示出的。由于充电电流610的值 由上述的电流信号606的值所确定，因此上升电压707的斜率响应于电流信号 606的值，其代表功率变换器的输入电压。在功率变换器开通时间周期内电容器 642以该速率被充电，从而电源开关接通时间周期结束时跨越电容器642的电压 表示输入电压信号和电源开关接通时间周期的乘积。要注意的是，通过使用只 有在电源开关接通时间周期的一部分内为高的信号代替选通信号608，可以选择 除电源开关的完整的接通时间周期以外的时间周期。另一选通信号CLK-GF 609 在短周期内导通晶体管641，其在一个实例中基本上等于100纳秒，允许电容器 643采样和保持跨越电容器642的电压。CLK-GF信号609的延迟型式被施加到 晶体管640以重置电容器642以准备好用于下一个切换周期期间下一个电源开 关接通时间。部件644、645、646、647、648和649提供高阻抗缓冲电路以确 保电容器643只耦合到高阻抗从而帮助防止电容器643放电。该高阻抗缓冲用 于提供跨越电阻器610的电压，其基本上等于跨越电容器643的电压。由于在 已知电阻器610两端建立了已知电压，因此已知电流618在晶体管651中流动 并且被镜像为在晶体管652中流动的电流616。施加到晶体管657的基极的参考 电压电平V_bg+V_be612跨越电阻器611施加电压V_bg，电阻器611在一个实例中 基本上等于电阻器610，设立电流619，其被晶体管656反射一次以及再次被晶 体管655和654反射以提供电流613。要注意的是二极管653被反偏置，并且因 此电流617基本上等于0，直到上面描述的电流616超过电流613的值为止。对 于超过电流613的电流616的值，电流617贡献给在电阻器661中流动的电流 677，其又调整振荡器电压电平以及振荡器频率，所述振荡器频率是电源开关切 换循环周期的倒数。在一个实例中，振荡器604包括在电阻器661的两个节点 电压之间被充电和放电的电容器。

注意的是电流613和二极管653的动作确保电流616在阈值以下不会影响 电源开关切换循环周期。这限制了可以被补偿的能量传输元件输入绕组电感和 控制器保护电流极限阈值的容差。

由上面描述的电路，清楚的是由于电流677对于振荡器切换频率的影响程 度是电阻器661的值的函数，因此图4中的Ka值基本上是固定的。因此有必要 选择控制器是否基本上完全对于能量传输元件电感进行校正以及由此仅部分地 对于保护电流极限阈值的容差进行校正。可替代的，可以进行电阻器661的选 择以便基本上完全对于保护电流极限阈值进行校正以及因此对于能量传输元件 电感容差补偿。在实际电路中，可以进行选择以提供在图4中示出的Ka＝1和 Ka＝2的值之间某处的折中。Ka值的实际选择的一个实例基本上等于1.3。

参考图1中的电路，图6中的电路包括传感器电路699，其在一个实例中 等效于传感器电路141、定时和乘法器电路698，其在一个实例中等效于定时和 乘法器电路142、和振荡器604，其在一个实例中等效于振荡器电路143。图6 中的电路还示出了信号691，其在一个实例中等效于图1中的信号146，其被耦 合到驱动信号发生电路144；以及信号608，其在一个实例中等效于来自图1中 的电流感测电路140的输出信号145。

在图6中的特定实例中，由于当达到一保护电流极限阈值时生成控制器选 通驱动信号608，因此电源开关105的选通驱动等效于图1中的输出信号145。 然而要注意的是，如果除保护电流极限阈值之外的电流阈值用于使用信号145 来控制定时和乘法器电路142，那么该信号145将不对应于电源开关选通驱动信 号608。

上面的描述因此阐述了电路实施方式的详细实现，其可以形成控制器的一 部分，该控制器被耦合到电源开关并且被耦合以接收表示到电源的输入电压的 输入电压信号。在一个实例中电源开关处于接通状态的时间周期在一个实例中 是在电源开关中流动的电流在两个电流值之间改变所用的时间，控制器调整电 源开关的切换循环周期以与输入电压信号和时间周期的乘积成比例。

在控制电路615的以上描述中，振荡器604周期响应于跨越电阻器661的 电压。然而应当注意，在另一实例中，振荡器周期可替代地响应数字计数器电 路的值，同时仍然受益于本发明的教导。在一个实例中，数字计数器电路在高 于电源开关切换频率的频率时增加，响应于表示到功率变换器的输入电压的输 入信号的值。数字计数器计数的值随后与阈值数进行比较以在后面的切换周期 内设定振荡器604频率。注意的是也可以使用其它技术作为上面所述的用于控 制振荡器周期的替代，同时仍受益于本发明的更广泛的教导。

注意的是图6中描述的电路实现通过振荡器周期的周期调整提供周期。要 注意的是可以使用对上述的替代，其中振荡器周期在多个周期被调整，同时仍 然受益于本发明的更宽范围的教导。

前面的描述描述了各个技术，由此电源开关切换循环周期响应于表述输入 电压的信号与在电源开关中流动的电流在两个阈值之间改变所用的时间的乘积 而被调整。然而要注意的是获得相似功能的等效方法可以是测量在电源开关中 流动的电流在两个阈值之间改变的时间以及将该时间与预期的或者控制时间周 期进行比较，该预期的或者控制时间周期响应于表示到电源的输入电压的输入 电压信号。随后响应于测量的和控制时间周期之间的差调整电源开关占空比。 在一个实例中，用于调整电源开关占空比的方法是调整电源开关切换循环周期。 图8的流程示出了这样一种方法。电源开关在块801中被接通，并且表示电源 输入电压的信号在块802中被感测。定时器在块812中启动，并且电源开关中 的电流在两个阈值之间是否发生改变的确定在块803中进行。在块804中，定 时被中止，并且计算t_measured。在块811中，预期的或者控制时间周期，t_control被 计算。在块805、806、807、808和809中，电源开关切换循环周期响应于t_control和t_measured之间的比较而被调整。尤其是，如果在块805中t_measured>t_control，那么 电源开关切换循环周期在块807中增加。如果在块806中t_measured<t_control，那么 电源开关切换循环周期在块808中减小。如果t_measured基本上等于t_control，那么电 源开关切换循环周期在块809中保持不变。

本发明的所示实例的以上描述，包括摘要中的描述，并不试图穷举或者将 本发明限制在所公开的精确的形式中。同时在这里描述的本发明的特定的实施 例以及实例都是为了示意性目的，在不偏离本发明的更广的精神和范围的情况 下可以对其进行可能的等效修改。实际上，根据本发明的教导，应当理解特定 的电压、电流、频率、，功率范围值、时间等都是提供用于解释目的以及其它的 值也可以用于其它实施例和实例。

根据上面的详细描述可以对本发明的实例进行这些修改。下面的权利要求 中使用的术语不应当将本发明限制到说明书和权利要求所公开的特定实施例 中。相反，范围应当完全由下面的权利要求所限定，其被限制到根据权利要求 解释建立的范围中。本说明书和附图因此被认为是示意性的而不是限制性的。

本申请要求2007年4月6日提出的名称为“Method And Apparatus For  Controlling The Maximum Output Power Of A Power Converter（用于控制功率变换 器的最大输出功率的方法和设备）”的美国临时申请号No.60/922,191的权益。