基于模型预测控制的主动前端整流器滤波延迟补偿方法

摘要

本发明公开了一种基于模型预测控制的主动前端整流器滤波延迟补偿方法，包括以下步骤：检测主动前端整流器三相电网电压、三相输入电流采样值，并将其经过克拉克Clarke变换得到两相静止坐标系下的电网电压采样值e

说明书

技术领域

本发明涉及一种主动前端整流器的模型预测控制方法中滤波器延迟的补偿方法，属于 电力电子控制技术领域。

背景技术

近年来，基于模型预测控制的功率变换器全数字控制方法得到快速发展。MPC是一种 基于数学模型来预测控制对象未来响应的控制算法。算法中包含一个根据控制目标进行定 义的价值函数。通过最小化价值函数，算法在每个采样周期预测得到最佳电压矢量，并作 为下一周期的作用矢量，算法在每个采样周期循环一次。模型预测控制属于一种非线性控 制技术，由于不包含线性控制器和调制算法，系统具有较快的瞬态响应速度。随着微处理 器技术的快速发展和相关研究的深入，模型预测控制在电力电子及电机驱动的应用中体现 出巨大的优势。

由于模型预测控制是一种直接对电流进行预测和调节的控制算法，其对电流检测的精 度要求较高，为了去除干扰，通常需要将检测到的电压、电流信号在采样前进行滤波处理。 滤波器在滤除高频干扰信号的同时，会造成信号的延迟。由于模型预测控制采用循环寻优， 不经调制过程而直接输出的不定频控制方式，虽然系统瞬态响应速度优良，但其采样频率 高，运行性能受系统延迟影响较为明显。当滤波器截止频率较低时，信号滤波会产生较大 的延迟，造成系统实际输出值与设定值出现偏差，影响系统的控制品质。因此，有必要设 计一种针对模型预测控制的滤波器延迟补偿方法。

发明内容

本发明的目的在于解决现有模型预测控制方法中存在的问题，提供一种基于模型预测 控制的主动前端整流器滤波延迟补偿方法，方法不需要添设额外的硬件装置，可以有效消 除滤波器延迟对控制系统造成的影响，使得基于模型预测控制的主动前端整流器在系统存 在较大延迟情况下仍能保持较好的控制效果。

为了解决上述技术问题，本发明予以实现的一个技术方案是：

1.一种基于模型预测控制的主动前端整流器滤波延迟补偿方法，其特征在于：包括以 下步骤：

步骤一：检测主动前端整流器三相电网电压、三相输入电流采样值，并将其经过克拉 克Clarke变换得到两相静止坐标系下的电网电压采样值e_α、e_β和输入电流采样值i_fα、i_fβ；

步骤二：根据实际整流器中电压平衡方程式(1)建立等效整流器数学模型；

$\left(\begin{array}{c}{e}_{\alpha }=u_{\alpha }+{\mathrm{Ri}}_{\alpha }+L\frac{{\mathrm{di}}_{\alpha }}{\mathrm{dt}}\\ e_{\beta }=u_{\beta }+{\mathrm{Ri}}_{\beta }+L\frac{{\mathrm{di}}_{\beta }}{\mathrm{dt}}\end{array}\right)---\left(1\right)$

式(1)中：e_α、e_β为电网电压采样值；i_α、i_β为整流器输入电流值；L与R分别为输入电 感值和等效串联电阻值；u_α、u_β为整流器输入电压值；

根据实际滤波器对应的传递函数建立等效滤波器模型，该等效滤波器模型理想传递函 数为式(2)：

$F\left(s\right)=\frac{b_m{s}^m+b_{m-1}{s}^{m-1}+···+b_0}{a_n{s}^n+a_{n-1}{s}^{n-1}+···+a_0}---\left(2\right)$

式（2）中：a₀，a₁...a_n为滤波器传递函数分母部分的系数；b₀，b₁...b_m为滤波器传递 函数分子部分的系数；s为传递函数中的复变量；

上述等效整流器数学模型和等效滤波器模型构成滤波延迟观测器；

步骤三：将步骤一得到的电网电压采样值e_α、e_β和上一个采样周期中计算得到的整流 器输入电压值u_α、u_β作为滤波延迟观测器的输入量，根据等效整流器数学模型计算得到等 效整流器输入电流值i_oα、i_oβ；

步骤四：将等效整流器输入电流值i_oα、i_oβ经过等效滤波器模型式计算得到等效采样电 流i_ofα、i_ofβ；

步骤五：将步骤一得到的输入电流采样值i_fα、i_fβ与步骤四得到的等效采样电流i_ofα、i_ofβ的差值经过一比例控制器补偿到滤波延迟观测器的输入中；

步骤六：将等效整流器输入电流值i_oα、i_oβ作为整流器输入电流的观测值输入到模型预 测控制算法中，得到最优的开关状态和对应的整流器输入电压值u_α、u_β；相比输入电流采 样值i_fα、i_fβ，整流器输入电流观测值i_oα、i_oβ不受滤波器延迟的影响，其更接近实际的整流 器输入电流值，由此滤波器延迟的影响得到补偿。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：

本发明的延迟补偿方法在不改动硬件结构的情况下，通过增加滤波延迟观测器，有效 消除了滤波器延迟对模型预测控制算法造成的影响，在主动前端整流器控制系统存在较大 延迟情况下，能够有效消除电流谐波，提高了系统的控制品质和鲁棒性，增强了模型预测 控制方法在实际应用中的控制效果，实现主动前端整流器在控制系统存在较大延迟情况下 的稳定运行。

附图说明

图1为一阶滤波器截止频率与信号延迟的关系；

图2为截止频率为1kHz情况下，不同滤波器阶数下相位延迟的关系；

图3为基于滤波延迟观测器的模型预测控制算法的控制流程图；

图4为滤波延迟观测器控制流程图。

具体实施方式

下面结合具体实施方式对本发明作进一步详细地描述。

本发明一种基于模型预测控制的主动前端整流器滤波延迟补偿方法，包括以下步骤：

步骤一：检测主动前端整流器三相电网电压、三相输入电流采样值，并将其经过克拉 克Clarke变换得到两相静止坐标系下的电网电压采样值e_α、e_β和输入电流采样值i_fα、i_fβ；

步骤二：根据实际整流器中电压平衡方程式(1)建立等效整流器数学模型；

$\left(\begin{array}{c}{e}_{\alpha }=u_{\alpha }+{\mathrm{Ri}}_{\alpha }+L\frac{{\mathrm{di}}_{\alpha }}{\mathrm{dt}}\\ e_{\beta }=u_{\beta }+{\mathrm{Ri}}_{\beta }+L\frac{{\mathrm{di}}_{\beta }}{\mathrm{dt}}\end{array}\right)---\left(1\right)$

式(1)中：e_α、e_β为电网电压采样值；i_α、i_β为整流器输入电流值；L与R分别为输入电 感值和等效串联电阻值；u_α、u_β为整流器输入电压值；

根据实际滤波器对应的传递函数建立等效滤波器模型，该等效滤波器模型理想传递函 数为式(2)：

$F\left(s\right)=\frac{b_m{s}^m+b_{m-1}{s}^{m-1}+···+b_0}{a_n{s}^n+a_{n-1}{s}^{n-1}+···+a_0}---\left(2\right)$

式（2）中：a₀，a₁...a_n为滤波器传递函数分母部分的系数；b₀，b₁...b_m为滤波器传递 函数分子部分的系数；s为传递函数中的复变量；

上述等效整流器数学模型和等效滤波器模型构成滤波延迟观测器；

步骤三：将步骤一得到的电网电压采样值e_α、e_β和上一个采样周期中计算得到的整流 器输入电压值u_α、u_β作为滤波延迟观测器的输入量，根据等效整流器数学模型计算得到等 效整流器输入电流值i_oα、i_oβ；

步骤四：将等效整流器输入电流值i_oα、i_oβ经过等效滤波器模型式计算得到等效采样电 流i_ofα、i_ofβ；

步骤五：将步骤一得到的输入电流采样值i_fα、i_fβ与步骤四得到的等效采样电流i_ofα、i_ofβ的差值经过一比例控制器补偿到滤波延迟观测器的输入中；

步骤六：将等效整流器输入电流值i_oα、i_oβ作为整流器输入电流的观测值输入到模型预 测控制算法中，得到最优的开关状态和对应的整流器输入电压值u_α、u_β；相比输入电流采 样值i_fα、i_fβ，整流器输入电流观测值i_oα、i_oβ不受滤波器延迟的影响，其更接近实际的整流 器输入电流值，由此滤波器延迟的影响得到补偿。

下面结合附图和实施例对本发明进一步说明。

输入滤波器在滤除高频干扰信号的同时，会造成信号的延迟。图1为一阶滤波器截止 频率与信号延迟的关系。由图1可以看出，滤波器造成的延迟随着截止频率的降低而增加。 图2为截止频率为1kHz情况下，不同滤波器阶数下相位延迟的关系。由图2可以看出， 与阶数较低的滤波器相比，高阶滤波器将产生较大的延迟。

图3为本发明加入滤波器延迟补偿的模型预测控制算法的控制框图。其控制方法具体 包括如下步骤：（将图3中记载的所有文字内容都要补入到下述的描述中）

(1)经过传感器测量、低通滤波器滤波和模拟量/数字量（Analog quantity/Digtal quantity， 简称A/D）的转换后得到主动前端整流器三相电网电压采样值e_a、e_b、e_c，三相电流采样 值i_fa、i_fb、i_fc和直流母线电压采样值u_dc；

(2)将步骤(1)得到的三相电网电压采样值e_a、e_b、e_c和三相输入电流采样值i_fa、i_fb、i_fc经Clarke变换（即图中的变换模块）得到两相静止坐标系下的电网电压采样值e_α、 e_β和输入电流采样值i_fα、i_fβ；

(3)将三相电网电压采样值e_a、e_b、e_c经过锁相环(PLL)，得到电网电压角度θ；

(4)将直流母线电压参考值u_dc^*与步骤(1)得到的直流母线电压采样值u_dc做差，经过比 例积分（Proportional integral，简称PI）控制器得到同步旋转坐标系下d轴电流参考值i_d*。 设q轴参考电流为0，以电网电压角度为变换角对d、q轴电流参考值i_d^*、i_q^*进行反Park 变换（即图3中的dq/αβ变换模块），得到两相静止坐标系下的电流参考值i_α^*、i_β^*；

(5)将上一个采样周期中步骤(6)计算得到的整流器输入电压值u_αβ、步骤(2)得到的电网 电压采样值e_α、e_β和输入电流采样值i_fα、i_fβ作为滤波延迟观测器的输入，得到整流器输入 电流观测值i_oα、i_oβ；

(6)将步骤(4)中计算得到的电流参考值i_α^*、i_β^*、步骤(2)得到的电网电压采样值e_α、e_β和步骤(5)得到的整流器输入电流观测值i_oα、i_oβ作为模型预测算法的输入量，对于0~7的8 种开关状态，根据式3和式4得到下一个采样周期的整流器输入电压值u_α、u_β以及对应的 最优开关状态信号S_k；

$\left(\begin{array}{c}{i}_{\alpha ,n}^p(k+1)=\frac{T}{L}[e_{\alpha }\left(k\right)-u_{\alpha ,n}\left(k\right)-{\mathrm{Ri}}_{\mathrm{o\alpha }}\left(k\right)]+i_{\mathrm{o\alpha }}\left(k\right)\\ i_{\beta ,n}^p(k+1)=\frac{T}{L}[e_{\beta }\left(k\right)-u_{\beta ,n}\left(k\right)-{\mathrm{Ri}}_{\mathrm{o\beta }}\left(k\right)]+i_{\mathrm{o\beta }}\left(k\right)\end{array}\right)---\left(3\right)$

式(3)中：n=0,1,…,7；和为下一个采样周期中，0~7的8种开关状态 分别对应的预测电流值；T为采样周期值；L为图中输入侧滤波电感值；R为图中输入侧等 效串联电阻值。

$g_n(k+1)={[i_{\alpha }^{*}(k+1)-i_{\alpha ,n}^p(k+1)]}^2+{[i_{\beta }^{*}(k+1)-i_{\beta ,n}^p(k+1)]}^2---\left(4\right)$

式(4)式中：n=0,1,…,7；g_n(k+1)为0~7的8种开关状态分别对应价值函数计算结果。

S_k:min{g_n(k+1)}_{n＝0，1，...，7}             (5)

(7)用步骤(6)得到的最优开关状态信号S_k作为控制功率器件的开关信号，当下一个采 样周期开始时，循环到步骤(1)。

图3中滤波延迟观测器如图4所示。其运行过程具体如下：

假设电网电压采样值e_α、e_β不受滤波器的影响。在实际物理系统（图中上部的虚线框） 中，电网电压值e_α、e_β和整流器输入电压u_α、u_β作用于实际整流器，得到对应的整流器输 入电流i_α、i_β，i_α、i_β经过低通滤波器得到滤波后的输入电流采样值i_fα、i_fβ。在观测器（图 中下部的虚线框）中，通过对实际物理系统进行建模，得到物理系统模型，其包括整流器 和滤波器的等效数学模型。电网电压采样值e_α、e_β和整流器输入电压u_α、u_β，经过观测器 中的整流器等效数学模型得到等效整流器输入电流值i_oα、i_oβ，再经过滤波器等效数学模型 （即图中的等效滤波器模块）得到物理系统模型的等效采样电流i_ofα、i_ofβ。为了使物理系 统模型逼近实际物理系统，将检测到的实际系统采样电流i_fα、i_fβ与由物理系统模型得到的 等效采样电流i_ofα、i_ofβ的差值经过比例控制器（即图中的Kp模块）补偿到观测器的输入中， 使得等效整流器输入电流值i_oα、i_oβ与实际整流器输入电流i_α、i_β逼近。因此，将观测器中 等效整流器输入电流值i_oα、i_oβ取代滤波后的输入电流采样值i_fα、i_fβ作为采样电流输入到模 型预测控制算法中，避免了滤波延迟造成的影响。

观测器算法中的等效数学模型逼近实际物理系统，由此得到的等效整流器输入电流值 i_oα、i_oβ相当于整流器的实际输入电流值，这样便达到了消除滤波器造成的采样延迟的目的。

尽管上面结合图对本发明进行了描述，但是本发明并不局限于上述的具体实施方式， 上述的具体实施方式仅仅是示意性的，而不是限制性的，本领域的普通技术人员在本发明 的启示下，在不脱离本发明宗旨的情况下，还可以作出很多变形，这些均属于本发明的保 护之内。