一种集成开关电源控制器以及应用其的开关电源

摘要

本发明提供一种集成开关电源控制器以及应用其的开关电源，其包括一复用管脚；所述复用管脚接收一检测电压信号；在每一开关周期内，在第一时间区间内，所述检测电压信号与所述开关电源的直流输入电压成比例关系，根据所述检测电压信号产生一电流补偿信号，来获得流过所述开关电源中的电感的峰值电流；在第二时间区间内，所述检测电压信号与所述开关电源的输出电压成比例关系；在第二时间区间内，根据所述检测电压信号采集所述电感电流的放电时间长度；在第三时间区间内，所述检测电压信号与所述开关电源的功率开关器件的两个功率端之间的电压成比例关系，根据所述检测电压信号，所述集成开关电源控制器控制所述功率开关器件在一谷底时刻导通。

说明书

技术领域

本发明涉及电子技术领域，更具体的说，涉及一种集成开关电源控制器以及应用其的开关电源。

背景技术

集成电路芯片广泛应用于各种电子设备中，便携化、小型化是电子设备的一大发展方向。适应的，对集成电路芯片提出了更高的要求。高密度、高集成、小体积的集成电路芯片才能适应这种需求。现有技术中，已经存在大量的控制器芯片，配合少量的外围电路即可以实现一完整的驱动电路。

参考图1，所示为一传统的开关电源的原理框图，其采用带输出电流调节电路的隔离反激式转换器来实现的。开关电源的主体结构采用反激式拓扑结构，由变压器T、功率开关管Q、输出二极管D_OUT和输出电容C_OUT组成；控制器芯片101采用峰值电流控制方式，通过控制功率开关管Q周期性的导通和关闭，来维持输出端的输出电流I_OUT基本恒定。

检测电阻R_CS连接在功率开关管Q和地之间，以采样流过变压器T的初级侧绕组N_P的电流，采样信号I_CS输入至控制器芯片101的引脚CS。辅助绕组N_A与变压器T耦合，以采样次级侧绕组N_S的电流信息，电压信号V_AUX通过电阻R1和电阻R2组成的分压电阻网络，获得检测电压信号V_S，并输入至控制器芯片101的引脚FB。同时，电压信号V_AUX通过二极管D₀和电容C₀进行滤波后，产生一电压输入至控制器芯片101的引脚V_CC，以给控制器芯片101提供电源。

由于控制器芯片101的信号传输延迟和控制逻辑和驱动的延时，使得初级侧绕组N_P的峰值电流与通过检测电阻R_CS上的检测电压V_CS得到的峰值电流有误差，检测电压V_C表征的峰值电流并不是真正的初级侧绕组N_P的峰值电流。不精确的峰值电流导致控制效果不佳，影响了输出电流的调节精度。因此，开关电源还包括补偿电路来补偿峰值电流。具体的，电阻R_FF1和电阻R_FF2串联连接在直流输入电压V_PWR和功率开关器件Q和检测电阻R_CS的公共连接点之间，以对检测电压V_C进行补偿，电阻R_FF1和电阻R_FF2的公共连接点上的电压作为补偿后的准确的峰值电流信号输入至控制器芯片101的引脚COMP。

控制器芯片101根据所述峰值电流，输出电流信息以及表征期望输出电流的V_ref，以通过引脚SW输出驱动信号DRV，来控制功率开关管S_W的开关状态，保证输出电流能够在各种因素的影响下都能控制在预先设计的水平上。

可见，采用图1中所示的现有技术的控制器芯片，芯片的引脚数目较多，控制方案也较复杂，不利于芯片的小型化，制造成本也较高。

发明内容

有鉴于此，本发明的目的在于提供一种具有一复用管脚的集成开关电源控制器，其通过一复用管脚接收一检测电压信号，然后通过该检测电压信号的适应性处理，实现多种控制操作，包括但不限于补偿、准谐振开通以及过压和过载保护。

依据本发明一实施例的一种具有一复用管脚的集成开关电源控制器，用以控制一开关电源，包括一复用管脚；

所述复用管脚接收一检测电压信号；

在每一开关周期内，在第一时间区间内，所述检测电压信号与所述开关电源的直流输入电压成比例关系，根据所述检测电压信号产生一电流补偿信号，来获得流过所述开关电源中的电感的峰值电流；

在第二时间区间内，所述检测电压信号与所述开关电源的输出电压成比例关系；

在第二时间区间内，根据所述检测电压信号采集所述电感电流的放电时间长度；

在第三时间区间内，所述检测电压信号与所述开关电源的功率开关器件的两个功率端之间的电压成比例关系，根据所述检测电压信号，所述集成开关电源控制器控制所述功率开关器件在一谷底时刻导通。

进一步的，所述集成开关电源控制器还包括放电时间采样电路，用以根据接收到的所述检测电压信号，来获得所述放电时间长度。

进一步的，所述集成开关电源控制器还包括电流补偿电路，用以接收所述检测电压信号，产生所述电流补偿信号。

进一步的，所述集成开关电源控制器还包括峰值电流发生电路，接收一电流采样信号和所述电流补偿信号来产生所述峰值电流。

进一步的，所述集成开关电源控制器还包括关断信号发生电路，用以根据所述电感电流的峰值电流、所述放电时间长度以及一基准电流，来产生一关断信号。

进一步的，所述集成开关电源控制器还包括过压保护电路，用以接收所述检测电压信号，以在所述开关电源的输出电压过压时，产生一过压信号，来关断所述集成开关电源控制器或者所述功率开关器件。

进一步的，所述集成开关电源控制器还包括谷底检测电路，用以接收所述检测电压信号，以在功率开关器件的两个功率端之间的电压到达谷底时，产生一开通信号，来控制所述功率开关器件导通。

依据本发明一实施例的一种开关电源，包括一功率级电路，和上述所述的任一集成开关电源控制器；

所述集成开关电源控制器用以控制所述功率级电路中的功率开关器件的开关状态，以维持所述功率级电路的输出电信号恒定。

进一步的，所述功率级电路为隔离式拓扑结构或者非隔离式拓扑结构。

依据本发明实施例的集成开关电源控制器以及应用其的开关电源，仅仅通过一个复用管脚，接收辅助绕组的检测电压信号；通过对所述检测电压信号的不同处理，同时实现了准谐振驱动，峰值电流补偿以及过压保护。不仅实现了对输出电信号的精确控制，也实现了功率开关器件的谷底开通，进一步的降低了功率损耗，同时也实现了系统的保护功能，加强了系统的可靠性。复用管脚的使用，大大节省了芯片的引脚数目，减小了芯片尺寸，同时也减小了芯片的制造成本。

附图说明

图1所示为采用现有技术的一种传统的开关电源的原理框图；

图2A所示为依据本发明一实施例的开关电源的原理框图；

图2B所示为图2A所示的依据本发明实施例的开关电源的工作波形图；

图3所示为依据本发明一实施例的集成开关电源控制器的原理框图。

具体实施方式

以下结合附图对本发明的几个优选实施例进行详细描述，但本发明并不仅仅限于这些实施例。本发明涵盖任何在本发明的精髓和范围上做的替代、修改、等效方法以及方案。为了使公众对本发明有彻底的了解，在以下本发明优选实施例中详细说明了具体的细节，而对本领域技术人员来说没有这些细节的描述也可以完全理解本发明。

参考图2A，所示为依据本发明一实施例的开关电源的原理框图。在该实施例中，开关电源200包括功率级电路和集成开关电源控制器202。这里，以功率级电路采用反激式拓扑结构为例进行说明。

集成开关电源控制器202包括一复用管脚FB。复用管脚FB接收通过辅助绕组N_A和分压电阻网络生成的检测电压信号V_S。

集成开关电源控制器202根据检测电压信号V_S，控制功率级电路以准谐振模式工作，电感电流为DCM断续模式。结合图2B所示的图2A所示的依据本发明实施例的开关电源200的工作波形图，来详细说明开关电源200的工作原理。

根据功率开关器件Q以及变压器T的工作状态，将开关电源200的每一开关周期划分为三个时间区间。

在第一时间区间内（时刻t₀至时刻t₁），功率开关器件Q导通时，流过变压器T的初级侧绕组N_P的电感电流持续上升，初级侧绕组N_P持续储能。

一方面，在第一时间区间内，检测电压信号V_S的数值可以表示为：

$>\left|V_S\right|=V_{\mathrm{PWR}}\times \frac{N_A}{N_P}\times \frac{R_2}{R_1+R_2}---\left(1\right)$>

由于初级侧绕组N_P、辅助绕组N_A的匝数，以及电阻R1和电阻R2的数值为恒定值，因此，检测电压信号V_S与开关电源的输入电压V_PWR成正比例关系。

另一方面，在第一时间区间内，流过变压器T的初级侧绕组N_P的电感电流在连接在功率开关管Q的一功率端和地之间的检测电阻R_CS上产生一电流采样信号V_CS，并输入至集成开关电源控制器的引脚CS。由于控制电路和驱动电路之间的固有延时，使得电流采样信号V_CS并不能准确的表征初级侧绕组N_P的电感电流峰值。因此，在本发明中，集成开关电源控制器202根据检测电压信号V_S对电流采样信号V_CS进行补偿，以获得精确的表征初级侧绕组N_P的峰值电流信息的电压信号。

在第二时间区间内（时刻t₁至时刻t₂），功率开关器件Q关断时，变压器T的初级侧绕组N_P的储能传递至次级侧绕组N_S，次级侧绕组N_S的电感电流持续下降，直到电感电流降为零值，次级侧绕组N_S的储能传递至负载。

初级侧绕组N_P处于退磁时间区间内，检测电压信号V_S的数值可以近似表示为：

$>\left|V_S\right|=\frac{N_A}{N_S}\times V_{\mathrm{OUT}}\times \frac{R_2}{R_1+R_2}---\left(2\right)$>

由于次级侧绕组N_S、辅助绕组N_A的匝数，以及电阻R1和电阻R2的数值为恒定值，检测电压信号V_S与功率级电路的输出端的输出电压V_OUT成正比例关系。

因此，根据检测电压信号V_S和一基准电压来判断输出电压V_OUT是否过压，从而在输出电压V_OUT过压时，关断功率开关器件。

另外，在第二时间区间内，根据检测电压信号V_S也可以获得次级侧绕组N_S的电感电流的放电时间长度。

在第三时间区间内（时刻t₂至时刻t₄），次级侧绕组N_S的电感电流降为零值后，由于功率开关器件Q尚未导通，初级侧绕组的电感、功率开关器件及线路的寄生电容发生谐振。

以功率开关器件Q为MOSFET晶体管为例，检测电压信号V_S表征功率开关器件Q的漏源电压V_DS。在谐振时间区间内，检测电压信号V_S的数值可以表示为：

$>\left|V_S\right|=\frac{N_A}{N_S}\times (V_{\mathrm{OUT}}+V_{\mathrm{DS}})\frac{R_2}{R_1+R_2}---\left(3\right)$>

由于，辅助绕组N_A和次级侧绕组N_S的匝数比以及电阻R1和电阻R2的数值为恒定值，输出电压V_OUT维持基本恒定，因此检测电压信号V_S的振幅与功率开关器件Q的漏源电压V_DS近似成比例关系。检测电压信号V_S表征功率开关器件Q的两个功率端之间的电压。根据检测电压信号V_S判断漏源电压V_DS的谷底时刻，以在谷底时刻开通功率开关器件，从而实现准谐振驱动，降低功率开关管的导通损耗，提高系统的工作效率。

可见，依据本发明上述实施例的集成开关电源控制器，仅仅通过一个复用管脚，接收辅助绕组的检测电压信号；通过对所述检测电压信号的不同处理，同时实现了准谐振驱动，峰值电流补偿以及过压保护。不仅实现了对输出电信号的精确控制，也实现了功率开关器件的谷底开通，进一步的降低了功率损耗，同时也实现了系统的保护功能，加强了系统的可靠性。复用管脚的使用，大大节省了芯片的引脚数目，减小了芯片尺寸，同时也减小了芯片的制造成本。

以下结合具体实施例，详细说明依据本发明实施例的集成开关电源控制器的工作原理，但本发明并不仅仅限于这些实施例。

参考图3，所示为依据本发明一实施例的集成开关电源控制器的原理框图。集成开关电源控制器300至少包括复用管脚FB，输出引脚SW和电流采样引脚CS。

电流采样引脚CS接收通过采样电阻R_CS获得的电流采样信号V_CS。

复用管脚FB接收通过辅助绕组N_A获得的检测电压信号V_S，然后集成开关电源控制器300通过对检测电压信号V_S的相应处理，通过输出引脚SW输出相应的驱动信号V_G，来驱动一功率级电路中的功率开关器件，从而维持功率级电路的输出端的输出电信号基本恒定。集成开关电源控制器300的控制模式可以为峰值电流控制模式，功率级电路的驱动模式可以为准谐振驱动模式。

复用管脚FB接收的检测电压信号V_S至少通过以下四个路径，以下根据工作路径详细说明集成开关电源控制器300的详细原理框图以及具体工作过程。

第一路径①：放电时间采样

参考图2B所示的开关电源200的工作波形图，在时间区间（时刻t₁至时刻t₂）内，变压器T的次级侧绕组N_S的电感电流I_NS由峰值逐渐下降至零值。由于开关电源200的输出电流I_OUT为电感电流I_NS的平均值，电感电流I_NS的峰值可以根据电流采样信号V_CS推出，因此如果能够得出放电时间长度T_DIS（时刻t₁至时刻t₂），则可以计算出输出电流I_OUT的数值。

其中，一个实施例为检测每一开关周期内检测电压信号V_S的下降时刻，即时刻t₂，则可以推知每一开关周期内的放电时间区间的长度。放电时间采样电路301的一种具体实现方式可以参考中国专利申请CN201210233135.3所记载的技术方案。

第二路径②：峰值电流补偿

在该实施例中，利用检测电压信号V_S对通过电流采样引脚CS获得原边绕组N_P的峰值电流信息进行补偿，以补偿由于系统的固有延时而产生的误差，获得准确的峰值电流信息。

电流补偿电路302接收检测电压信号V_S，以产生相应的电流补偿信号V_COMP，并输入至峰值电流发生电路303。峰值电流发生电路303接收控制信号PWM，并将接收到的电流补偿信号V_COMP和通过电流采样引脚CS获得电流采样信号V_CS进行叠加，然后对叠加后的计算结果进行峰值采样，以获得峰值电流I_PK。

平均电流发生电路304根据接收到的放电时间长度T_DIS和峰值电流I_PK计算电流平均值I_AVG，这里电流平均值I_AVG表征开关电源的输出电流信息。

误差运算电路305分别接收电流平均值I_AVG和表征期望输出电流信息的电流基准I_REF，并计算两者之间的误差，获得一误差信号V_ERROR。

关断信号发生电路306根据误差信号V_ERROR，产生关断信号S_OFF。

这里，电流补偿电路302的一种具体实现方式可以参考中国专利申请CN201210216958.5所记载的技术方案。平均电流发生电路304、误差运算电路305和关断信号发生电路306可以参考中国专利申请CN201210233135.3所记载的技术方案。

第三路径③：谷底开通功率器件

谷底检测电路307接收检测电压信号V_S，检测所述检测电压信号V_S的过零时刻，如图2B中的时刻t₃，经一定延时时间后，在时刻t₄，再次导通功率开关器件Q。

谷底检测电路307可以包括一比较器，其分别接收检测电压信号V_S和零值信号，以产生一过零信号S_ZERO。导通信号发生电路308根据接收到的过零信号S_ZERO，在一定的延时时间后，产生导通信号S_ON。这里，导通信号发生电路308可以为一单脉冲延时发生电路。

第四路径④：输出电压过压保护

参考图2B，在每一开关周期内，如时刻t₁至时刻t₂，检测电压信号V_S近似与输出电压V_OUT成比例关系，因此过压保护电路313中的过压检测电路309接收检测电压信号V_S，并将之与一表征过压的基准电压V_REF进行比较。过压检测电路309可以包括一比较器。比较结果经过过压信号发生电路310后生成过压信号S_OVP。过压信号发生电路310可以包括一单脉冲发生电路。

逻辑电路311分别接收关断信号S_OFF，导通信号S_ON和过压信号S_OVP，以产生控制信号PWM。

当输出电压没有发生过压时，如图2B所示，在t₀时刻，导通信号S_ON控制功率开关器件Q导通；在t₁时刻，关断信号S_OFF控制功率开关器件Q关断。

当输出电压发生过压时，过压信号S_OVP控制逻辑电路311，使之立即停止控制信号PWM的开关脉冲输出；或者集成开关电源控制器进入锁定状态，直至重新启动开关电源。

对负载为LED灯的应用场合，利用过压保护电路313可以在LED短路或者LED开路等异常情况时，保护电源系统。

驱动电路312接收控制信号PWM，以产生相应的驱动信号V_G，并通过输出引脚SW控制功率开关器件的开关动作。

以上结合具体实施例详细说明了依据本发明的集成开关电源控制器以及应用其的开关电源的具体实现方式。本领域技术人员可以得知，本发明并不局限于上述公开的实施方式，其他基于本发明原理的合适形式的电路结构同样适用于本发明的实施例。开关电源的拓扑结构不限于反激式拓扑结构，任何合适的拓扑结构，如其他隔离式或者非隔离式均可适用本发明。

需要说明的是，本发明各个实施例间名称相同的器件功能也相同，且改进行性的实施例可分别与上述多个相关实施例进行结合，但说明时仅已在上一实施例的基础上举例说明。实施例中的电流补偿电路、逻辑电路等电路的结构包括但并不限定于以上公开的形式，只要能够实现本发明实施例所述的相关电路的功能即可，因此，本领域技术人员在本发明实施例公开的电路的基础上所做的相关的改进，也在本发明实施例的保护范围之内。

依照本发明的实施例如上文所述，这些实施例并没有详尽叙述所有的细节，也不限制该发明仅为所述的具体实施例。显然，根据以上描述，可作很多的修改和变化。本说明书选取并具体描述这些实施例，是为了更好地解释本发明的原理和实际应用，从而使所属技术领域技术人员能很好地利用本发明以及在本发明基础上的修改使用。本发明仅受权利要求书及其全部范围和等效物的限制。