一种新的ICI自消除方法在OFDM调制中的应用

摘要

本发明应用于OFDM调制系统中，在频域和时域进行联合信号处理，由OFDM调制器即发送端和OFDM解调器即接收端构成。在发送端进行iFFT之前，在偶数子载波传输信息，奇数子载波填0；或在奇数子载波传输信息，奇数子载波填0，或者扩展上述方法，在能被4整除的子载波上传输数据，其余子载波填0，使其更进一步消除ICI的影响。进行上述处理后的时域波形具有对称性，可以对波形进行压缩；在接收端进行相反的过程，根据对称性对波形进行还原和FFT变换。在不降低信道传输效率的前提下，能显著降低ICI的影响，同时信道利用率基本不变。本发明的核心思想是：在频域上将相邻子载波项压缩，以消除ICI的影响；在时域上，利用对称性压缩时域波形，以提高信道传输效率。

说明书

技术领域

本发明提出的方法，可应用于正交频分复用（Orthogonal Frequency Division  Multiplexing，OFDM）调制中，属于移动通信技术领域。

技术背景

在OFDM/QAM（QAM，Quadrature Amplitude Modulation，正交幅度调制）传输系统中， 移动多径信道造成的频率选择性衰落和高速移动造成的Doppler频移是影响传输可靠性的两 个主要因素。移动引起的多普勒（Doppler）频移和收发信机之间的参考频率差异，都会产生 频偏，频偏会导致OFDM符号中的子载波间干扰（ICI）；降低ICI影响的一个思路是，采用 各种算法估计出Doppler频移值，然后设法计算出ICI大小，并设法消除，但当信道条件恶 化时，准确估算出频偏值十分困难，尤其在移动环境下，Doppler频移效应的影响是动态变化 的，难以准确跟踪，多径和信道噪声的联合影响，会明显降低算法效果，尤其对高阶调制（如 16QAM、64QAM），在信噪比（SNR）不高时，改进效果较差。

降低ICI影响的另一思路是，对OFDM调制进行改进，从根本上消除频偏对ICI的影响， 这类方法称为ICI自消除方法，其本质是对OFDM调制进行改进，消除产生ICI的根本原因。 最经典的一种ICI自消除方法是，在进行iFFT之前，使相邻奇偶子载波互为相反数，即用一 对奇偶子载波传输相同的信息，又称邻近子载波重复（Adjacent Sub-carrier Repeat，ASR）方 法。基于ASR的ICI自消除OFDM调制系统，能明显降低ICI影响，但会导致调制效率（或 信道利用率）降为原来的50%，得不偿失。

发明内容

本发明的发明目的：在进行OFDM调制时，通过频域和时域的联合信号处理，从根本上消 除ICI对传输性能的影响，而且不降低带宽利用率。

本发明的技术方案为：通过观察发现，奇数子载波填0后的OFDM符号的时域波形，其 前半部分与后半部分完全相同，利用这一特性，在发送端只需要发送OFDM符号的前半部分， 在接收端利用以上特性恢复被压缩的时域波形。也可以在奇数子载波传输数据，偶数子载波 填0；或者扩展本文方案，在能被4整除的子载波上传输数据，其余子载波填0，使其更进一 步消除ICI的影响。

为此，本发明提出：在偶数子载波传输数据，奇数子载波填0，这样就去除了所有奇数 子载波带来的影响，包括影响较大的相邻子载波。

在常规OFDM通信系统中，假设由于多普勒效应或者由于晶振偏差引起的载频偏差归一 化值为ε。在加性高斯信道情况下，接收端第k个子载波的解调信号可以描述为：

$Z_k=X_k{S}_0+\underset{i=0,i\ne k}{\overset{N-1}{\Sigma }}{X}_i{S}_{k-i}+N_k,k=\mathrm{0,1},...,N-1---\left(1\right)$

其中N是载波总数，X_k是在第k个子载波上传输的数据，X_kS₀是有用信号部分，N_k是加性高 斯噪声；S_k-i是第i个子载波给第k个子载波带来的ICI影响值大小，可以表述为：

$S_{k-i}=\frac{\sin \left[\pi (k-i+ϵ)\right]}{N\sin \left[\frac{\pi }{N}(k-i+ϵ)\right]}·\exp \left[\mathrm{j\pi }(1-1/N)(k-i+ϵ)\right]---\left(2\right)$

其中ε=Δf/fs为归一化载波频偏。当没有载波频偏（ε=0）时，S₀=1，S_k-i=0，此时没有ICI的 影响。当存在频偏时，S_k-i≠0，为总的ICI干扰值。观察S_k-i波形发现，对干扰项贡 献最大的是S_k-i=+1,-1时对应的项，而这两项正好是当前第k个子载波的相邻项；如果在调 制端不发送这两个相邻子载波项，即X_k-1=X_k+1＝0，则从根本上消除了ICI干扰值中最大的 两项。在OFDM调制端，如果在k=0,2,...4,N-,子载波上发送信号，在 k=1,3,5,...,N-3,N-1子载波上不发送信号（即X_k=0,k=1,3,5,...,N-3,N-1），就能达到基 本ICI自消除的目的。

但是，在k=1,3,5,...,N-1子载波上不发送信号，会使传输的数据量减少了一半，即信道 利用率降低了一半。但是，把上面提出的ICI自消除方法（即X_k=0,k=1,3,5,...,N-1）代入 OFDM调制器的输出信号表达式中，我们发现了一个奇特现象：输出OFDM符号的时域波形 前后两部分完全相同。我们称该现象为时域波形的对称性。利用对称性，可以在时域上将另 一般波形压缩掉，在解调端再根据对称性恢复。经过上述处理后，信道利用率与常规OFDM 系统相同。

也可以在奇数子载波传输数据，偶数子载波填0；或者扩展上述方法，在能被4整除的 子载波上传输数据，其余子载波填0，使其更进一步消除ICI的影响。仿真和实验测试表明， 该方案在不降低信道传输效率的前提下，能显著降低ICI的影响。

抑制相邻子载波的ICI自消除方法的核心思想是：在频域上将相邻子载波项压缩，以消 除ICI的影响；在时域上，利用对称性压缩时域波形，以提高信道传输效率。

时域波形的对称性推导如下。

在OFDM调制中，经过N点逆离散傅里叶变换/逆快速傅里叶变换（iDFT/iFFT）模块后 的输出信号可表示为：

$x\left(n\right)=\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\Sigma }}X\left(k\right)\exp \left(j\frac{2\pi }{N}\mathrm{nk}\right),n=\mathrm{0,1},...,N-1---\left(3\right)$

其中N为偶数，因奇数子载波用0填充，X(1)=X(3)=...=X(2n+1)=...=X(N-3)= X(N-1)=0，代 入（3）式，得：

$x\left(n\right)=\frac{1}{N}\underset{i=0}{\overset{N/2-1}{\Sigma }}X\left(2i\right)\exp \left(j\frac{2\pi }{N}\left(2i\right)n\right),n=0,1,...,N-1$

$=\frac{1}{N}\underset{i=0}{\overset{N/2-1}{\Sigma }}X\left(2i\right)\exp \left(j\frac{2\pi }{N}\left(2i\right)n\right),n=\mathrm{0,1},...,N/2-1$

$=\frac{1}{N}\underset{i=0}{\overset{N/2-1}{\Sigma }}X\left(2i\right)\exp \left(j\frac{2\pi }{N}\left(2i\right)n\right)\exp \left(j2\mathrm{\pi i}\right),n=\mathrm{0,1},...,N/2-1$

$=\frac{1}{N}\underset{i=0}{\overset{N/2-1}{\Sigma }}X\left(2i\right)\exp \left(j\frac{2\pi }{N}\left(2i\right)(n+N/2)\right),n=\mathrm{0,1},...,N/2-1---\left(4\right)$

$=x(n+N/2)$

x(n)=x(n+N/2)，表示时域波形x(n)的前后两部分相同。

抑制相邻子载波的ICI自消除方法在OFDM调制中的应用原理见图1所示；它是一种改 进的OFDM传输系统，由改进的OFDM调制器（发送端）和改进的OFDM解调器（接收端） 构成。

在发送端，数据流先被送入nQAM映射器（Mapper）进行星座图映射，输出N/2对数据， 然后送入2倍上采样器，输出N对数据；这N对数据满足抑制相邻子载波的条件：

X_K≠0,k=0,2,...,4N-,X_k≠0,k=0,2,...,4N-,

X_k=0,k=1,3,...,5N-,X_k=0,k=1,3,...,5N-,

这N对并行数据被输入N点逆离散傅里叶变换/逆快速傅里叶变换（iDFT/iFFT）模块，输出 时长为T_S的OFDM符号，经过并串变换后，成为前后两部分相同（对称性）的时域波形； 该波形经过波形压缩器压缩后，输出时长为T_S/2的时域信号；该信号经过加前缀（CP）处 理和正交调制模块后，输出一个全新的OFDM已调信号。

解调器的处理过程基本是上述过程的逆过程。

本发明的有益效果为：与常规OFDM调制系统相比，本发明能较大地降低子载波间干扰 （ICI）对接收性能的影响，尤其在移动、多径场景下，而信道利用率基本与常规OFDM调 制系统一致；与典型的ICI自消除方法相比，信道利用率提高了近一倍，在ICI对接收性能 影响的消除效果上，两种方法不相上下。

附图说明

图1是采用本发明方案对应的OFDM调制解调系统原理框图

图2是常规OFDM系统与本发明的2阶ICI自消除方案对应的OFDM系统中ICI干扰项 的对比

图3是不同方案下图3为OFDM信号频谱分解示意图，从图可以看出频域下有用信号与 ICI干扰信号在不同频偏下的变化情况

图4是单径、高斯信道下4种方案BER性能对比

图5是乡村多径（RAX）信道下3种方案BER性能对比

图6是城市多径（TUX）信道下2种方案BER性能对比。

具体实施方案

1基本方案

抑制相邻子载波的ICI自消除方法在OFDM调制中的应用原理如图1所示，在发送端， 数据流先被送入nQAM映射器（Mapper）进行星座图映射，输出N/2对数据，然后2倍上采 样，并经过N点逆离散傅里叶变换/逆快速傅里叶变换（iDFT/iFFT）模块。数据在上采样后， 偶数子载波对应的是数据，奇数子载波用0填充，经过iDFT/iFFT模块后，输出长度为T_S的 OFDM符号，该符号时域波形的前后两部分相同（对称性）。

IDFT后，输出信号的表达式为：

$x\left(n\right)=\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\Sigma }}X\left(k\right)\exp \left(j\frac{2\pi }{N}\mathrm{nk}\right),n=\mathrm{0,1},...,N-1---\left(5\right)$

其中N为偶数，因奇数子载波用0填充，X(1)=X(3)=...=X(2n+1)=...=X(N-3)=X(N-1)=0，代 入（1）式，得：

$x\left(n\right)=\frac{1}{N}\underset{i=0}{\overset{N/2-1}{\Sigma }}X\left(2i\right)\exp \left(j\frac{2\pi }{N}\left(2i\right)n\right),n=0,1,...,N-1$

$=\frac{1}{N}\underset{i=0}{\overset{N/2-1}{\Sigma }}X\left(2i\right)\exp \left(j\frac{2\pi }{N}\left(2i\right)n\right),n=\mathrm{0,1},...,N/2-1$

$=\frac{1}{N}\underset{i=0}{\overset{N/2-1}{\Sigma }}X\left(2i\right)\exp \left(j\frac{2\pi }{N}\left(2i\right)n\right)\exp \left(j2\mathrm{\pi i}\right),n=\mathrm{0,1},...,N/2-1$

$=\frac{1}{N}\underset{i=0}{\overset{N/2-1}{\Sigma }}X\left(2i\right)\exp \left(j\frac{2\pi }{N}\left(2i\right)(n+N/2)\right),n=\mathrm{0,1},...,N/2-1---\left(6\right)$

$=x(n+N/2)$

x(n)=x(n+N/2)，表示时域波形x(n)的前后两部分相同，由此，可以将x(n)序列进行时域压 缩。

也可以采用奇数子载波传输的是数据、偶数子载波被0填充的方案，这时经过iDFT/iFFT 后输出的OFDM符号为前后两部分负对称。

利用OFDM符号前后两部分相同或者相反这一特性，在数据压缩模块中可以只传输 OFDM符号波形的一半，另一半被压缩。在进行iFFT前，由于相邻子载波被填0，使信道利 用率下降了一半，但时域上OFDM符合被压缩了一半，使信道利用率与常规OFDM传输系 统的相同。但相邻子载波被去掉后，可以消除频偏引起的ICI的影响。

2高阶扩展

上述基本方案也可以进行更高阶的扩展，例如，只在载波号能被4整除的子载波上传输 数据符号，在其它点上填充0，经过iFFT后的OFDM符号波形，以Ts/4为周期相同，可以 将其余3/4波形压缩。这样的高阶扩展会比之前的基本方案对于ICI自消除方面会带来更好的 影响，在不考虑CP影响时，因在时域上对波形进行了压缩，不会降低频带利用率；不过， 由于每个压缩后的符合都要添加CP，以消除符号间干扰（ISI），当扩展得太多时，对信道利 用率将会产生明显影响。同时，在实现时，高阶扩展会消耗更多的硬件资源。不过，在本方 案中，很多子载波上传输的都是0，可以利用这一特性，改进IDFT算法，以此来降低对资源 的要求。在实际应用中，可以利用能被2或被4整除的子载波来传输信息，其他子载波填0， 这样能兼顾ICI消除效果、资源消耗与信道利用率之间的矛盾。

3ICI对误比特率性能的影响

在常规OFDM通信系统中，假设由于多普勒效应或者由于晶振偏差引起的载频偏差归一 化值为ε。在加性高斯信道情况下，在接收端第k个子载波的解调信号可以描述为：

$Z_k=X_k{S}_0+\underset{i=0,i\ne k}{\overset{N-1}{\Sigma }}{X}_i{S}_{k-i}+N_k,k=\mathrm{0,1},...,N-1---\left(7\right)$

其中N是载波总数，Xk是在第k个子载波上传输的数据，N_k是所对应的加性高斯噪声，S_k-i是第i个子载波给第k个子载波带来的ICI影响值大小，可以表述为：

$S_{k-i}=\frac{\sin \left[\pi (k-i+ϵ)\right]}{N\sin \left[\frac{\pi }{N}(k-i+ϵ)\right]}·\exp \left[\mathrm{j\pi }(1-1/N)(k-i+ϵ)\right]---\left(8\right)$

其中ε=Δf/fs为归一化载波频偏。式(7)右半部分首项是所需要的有用信号，当没有载波频偏 （ε=0）时，S₀=1，S_i-k=0，此时没有ICI的影响。

对于本发明提出的基本ICI自消除系统（2阶方案），接收端第k个子载波的解调信号可 以描述为：

$Z_k^{\prime }=X_k{S}_0+\underset{i=0,i\ne k/2}{\overset{N/2-1}{\Sigma }}{X}_{2i}{S}_{k-2i}+N_k,k=\mathrm{0,2,4},...,N-2---\left(9\right)$

Z'_k＝0，k=1，3，5，...,N-3,N-1

其中N是载波总数，X_k是在第k个子载波上传输的数据，N_k是所对应的加性高斯噪声， S_k-2i是第2i个子载波给第k个子载波带来的ICI干扰值。

图2为常规系统与2阶ICI自消除系统S_i-k的模值比较，图中总子载波数N=16，频偏ε 取为0.15和0.3，7号子载波为有用信号S₀；2阶ICI子消除系统的S_k-2i模值与常规系统的S_k-i模值相比，数量减少了1倍，而且模值最大的2个点（7号子载波的相邻子载波）没有了。

公式（7）中，第一项是有用信号，第二项是总的干扰项；图3为OFDM信号频谱分解 示意图，实线为7号子载波的频谱，点划线为常规系统中干扰子载波的频谱，虚划线为本发 明2阶ICI自消除系统干扰子载波的频谱。虚点垂直线为没有频偏时的情况，此时两种系统 的干扰值都为0；垂直实线为频偏ε=0.3时的情况，此时本发明2阶ICI自消除系统的干扰值 明显小于常规系统的干扰值。

按照图1的原理框图，对本发明方案进行了仿真。仿真参数为：N=1024，可用子载波为 880个，均衡方式为基于梳状导频的线性内插方法，选择QPSK映射方式。

仿真所采用的场景描述为：

方案1：常规OFDM系统，接收端未采用ICI消除方法。

方案2：本发明的2阶ICI自消除系统，接收端未采用ICI消除方法。

方案3：本发明的4阶ICI自消除系统，接收端未采用ICI消除方法。

方案4：相邻奇偶子载波互为相反数的ICI自消系统，即ASR（Adjacent Sub-carrier Repeat） 系统。即两个相邻载波传输一对数据符号，奇数点子载波上传输的是偶数点子载波符号的取 反符号。在接收端，传输相同符号的两个相邻载波的解调值共同来判决所传输的数据符号。 在相同映射方式下，其信道效率下降了50%，为了使信道效率与上面3种情况一致，必须采 用16QAM映射。

图4表示上述四种方案在单径（相对于多径）条件下、不同载波频偏的结果。分别仿真 了单径ε=0（相当于高斯信道）、ε=0.3情况下，4种方案的误比特率（BER）性能；ε=0时， 方案1、2、3的误比特率性能几乎相同，方案4的误比特率高于系统1、2、3，这是因为在 高斯信道下，信噪比相同时，QPSK的抗噪声性能强于16QAM；ε=0.3时，采用了ICI自消 除方案的方案2、3、4的BER明显低于方案1，其中，采用了本发明4阶ICI自消除方案的 方案3的误比特率最低，其次是本发明的2阶ICI自消除方案，最差的是相邻奇偶子载波互 为相反数的ICI自消方案。

仿真结果表明，在不降低频带利用率的情况下，本发明方案的误码率率性能随着阶数的 提高会越来越好。

在移动多径信道环境下，仿真信道采用3GPP TR25.943协议标准中定义的经典的6抽头 TUX信道（城市多径信道）和RAX信道（乡村多径信道）。为了比较不同移动信道下的多普 勒频偏的大小，本文定义εd为归一化最大多普勒频偏，εd为信道的最大多普勒频偏与子载波 间隔的比值。

图5表示方案1、2、4在RAX信道模型下的误比特率（BER）性能，仿真环境为εd=0.01、 εd=0.2，对应多普勒频偏比较小和比较大两种情况。仿真结果表明本发明方案在RAX信道模 型下的BER性能优于方案1、4。

图6表示方案2、4在TUX信道模型下、εd=0.01和εd=0.2的BER性能，分别对应多普 勒频偏比较小和比较大两种情况。结果表明，在TUX信道模型下本发明提出的ICI自消除方 案的BER性能优于方案4。

4频带利用率分析

常规OFDM系统的频带利用率为（忽略CP的影响）：

${\eta }_b=\frac{N·{\log }_{2}M}{T_s·B}\mathrm{bit}/(s·\mathrm{Hz})---\left(10\right)$

相邻奇偶子载波互为相反数的L阶ICI自消除方案即L阶ASR方案的频带利用率（忽略 CP的影响）：

${\eta }_b=\frac{N/L·{\log }_{2}M}{T_s·B}\mathrm{bit}/(s·\mathrm{Hz})---\left(11\right)$

本发明L阶ICI自消除方案的频带利用率（忽略CP的影响）：

${\eta }_b=\frac{N/L·{\log }_{2}M}{T_s/L·B}=\frac{N·{\log }_{2}M}{T_s·B}\mathrm{bit}/(s·\mathrm{Hz})---\left(12\right)$

其中，N为载波个数，Ts为经过IDFT/IFFT后的OFDM符号长度，M为采用的QAM调制方 式的进制数，B为可以用的信道带宽。其中L指高阶扩展的阶数，例如L=4，在ASR方案 中是每4个子载波传输同一个数据，在本发明方案中是载波号能整除4的子载波上传输数据， 其余填充0。

比较式（10）、（11）、（12）可知，在相同映射方式（即nQAM相同）下，本发明方案的 频带利用率和常规OFDM系统相同，是ASR方案的频带利用率的L倍。

当考虑CP的影响时，本发明方案的带宽利用率略有降低，影响因子β为：

$\beta =\frac{T_s}{T_s+L·T_{\mathrm{CP}}}---\left(13\right)$

常规OFDM系统可看成是L=1的系统；考虑CP时长是OFDM符号时长的1/16的情况， 则本发明的2阶ICI自消除方案的带宽利用率是常规OFDM系统的94.4%，4阶ICI自消除方 案的带宽利用率是常规OFDM系统的85%。

兼顾带宽利用率和ICI的自消除效果，本发明的2阶ICI自消除方案的综合性能最好。

以上显示和描述了本发明的基本原理和主要特征和本发明的优点。本行业的技术人员应 了解，本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的只是说明本发明的原理， 在不脱离本发明精神和范围的前提下，本发明还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落 入要求保护的本发明范围内，本发明要求保护范围由所附的权利要求书其等效物界定。