一种用于串联电池之间能量转移的电池能量转移电路

摘要

本发明公开了一种用于串联电池之间能量转移的电池能量转移电路，包括吸收电池能量的自激振荡开关电路，和向电池输出能量的输出电路，自激振荡开关电路包括电感电路、控制开关和阈值电压比较电路，电输出电路由电容构成，本发明提供的电池能量转移电路为单元电路构成的串联电池组均衡电路，不需要产生PwM控制信号和测量电池的电压，解决了现有技术中单电感的自激振荡开关电路输出电流小、转换效率低等的问题；并且采用数字门电路简化了结构，增强了系统的稳定性，降低了整体电路功耗，而且可以不受串联电池在电池单体数量上的限制，有利于减小电路体积，降低电路成本，普及使用，具有输出电流大，转换效率高，工作稳定，控制方便的优点。

说明书

技术领域

本发明涉及一种电池均衡技术领域。

背景技术

在现实中，串联电池组被广泛的使用，特别是动力电池组，串联的电池单体个数越来越 多，容量越来越大。在电池组中串联的电池单体个数越多，电池单体的一致性就越显重要， 而且在电池组的多次充放电使用中，电池单体的容量差异就会愈来愈明显，从而影响电池组 的使用性能和使用寿命。因此有必要用电池组的均衡电路对电池单体进行均衡，减小电池单 体间的差异。

电池均衡通常有两种方式，一能量消耗法，通过耗能电路使电压高的单体电池电压下降， 直到和电压最低的单体电池一至。二是能量转移法，通过储能元件把电压高的单体电池电能 转移到电压低的单体电池中，最终使两者电压一至。在目前电池的均衡电路中，使用储能电 感的无损能量转移是效率最高的均衡方式，电感储存电能和释放电能由电路中的开关器件控 制完成，而开关器件导通和关断则依靠外部电路产生的PWM信号驱动，最基本的PWM信 号由振荡电路产生的锯齿波信号通过比较电路和取样电路比较后产生，原则上每个电池单体 至少有一个开关器件，而每个开关器件必须有自己单独的PWM信号，由N个电池单体组成 的电池组至少有N个锯齿波信号电路和取样比较电路，而锯齿波信号电路和取样电路在叠加 串联电源的状态下，在电压的波动中(在均衡电流的作用下，叠加串联的电路必有电压波动 干扰)很难稳定工作，并输出稳定可靠的PWM信号。有的均衡电路采用了单片机，用单片 机产生PWM信号，但单片机无论用什么方式来产生PWM信号，都必需对单体电池进行高 精度的测量采样处理。高精度的测量采样意味着采样电路和调理电路复杂，造成系统成本升 高，而且由于单片机外接端口数量的限制，对电池组中电池单体串联的个数有一定的要求， 对于串联电池单体个数高的电池组只能采用多个单片机组合使用，这些客观的原因造成了目 前的无损主动均衡电路相对成本较高，难以在大众领域推广普及使用。

发明内容

本发明提供一种用于串联电池之间能量转移的电池能量转移电路，通过自激振荡工作方 式实现电池能量转移，对串联电池中相邻的电池进行能量转移，解决了现有技术中单电感的 自激振荡开关电路输出电流小、转换效率低、不适用于电池均衡电路的问题。

本发明的具体技术方案是：一种用于串联电池之间能量转移的电池能量转移电路，所述串 联电池包括能量输出电池和能量接收电池，能量输出电池的正极和能量接收电池的负极连接 或者能量输出电池的负极和能量接收电池的正极连接，所述电池能量转移电路包括：

-自激振荡开关电路，和所述能量输出电池连接，吸收电池能量；

-输出电路，和所述能量接收电池连接，向电池输出能量；

所述自激振荡开关电路包括电感电路、控制开关和阈值电压比较电路，所述电感电路的第 二端和所述控制开关的第一端连接，所述电感电路包括串联连接的电感和电流采样电路，所 述电流采样电路的输出端和所述阈值电压比较电路的输入端连接，所述阈值电压比较电路的 输出端直接或通过一控制开关驱动电路和所述控制开关的控制端连接，其中，所述电感电路 的第一端和所述控制开关的第二端作为与所述能量输出电池连接的输入端；

所述输出电路的一端和所述控制开关的第一端连接，另一端作为与能量接收电池连接的输 出端，所述输出电路由续流二极管或电容构成，所述续流二极管对所述电感续流，所述电容 通过所述控制开关和能量接收电池并联；所述控制开关是半导体器件。

电输出电路由电容构成，所述能量转移电路还包括电感和续流二极管，所述电容通过所 述电感和所述输出端连接，所述电感和所述电容的连接点通过所述续流二极管和所述控制开 关第二端连接，所述续流二极管对所述电感续流。

所述电感和所述控制开关的第一端连接，所述自激振荡电路还包括电容，所述电感和所 述电流采样电路的连接点通过所述电容与所述控制开关第二端连接。

所述阈值电压比较电路由电压比较器构成，所述电压比较器的另一输入端和一参考电压 Vref连接。

所述阈值电压比较电路由门电路构成，所述门电路除了输出端和与所述电流采样电路连 接的输入端外，其余的各端与相应的电平连接或在电路工作时与相应的电平连接，使得该门 电路具有阈值电压。

所述门电路是或门电路或或非门电路，所述或门电路或或非门电路的两输入端相连接， 或其中的一端与低电平连接或在电路工作时与低电平连接。

所述门电路是与门电路或与非门电路，所述与门电路或与非门电路的两输入端相连接， 或其中的一端与高电平连接或在电路工作时与高电平连接。

所述阈值电压比较电路是反相器，控制开关是MOS管。

本发明电池能量转移电路，还包括：

-分压电路，对所述串联电池按额定电压进行比例分压；

-电压比较电路，所述电压比较电路耦合在所述分压电路和所述电池能量转移电路之间， 对所述分压电路的输出电压和所述串联电池的中间节点电压进行比较，并输出控制电平给所 述阈值电压比较电路，控制所述自激振荡开关电路的工作状态。

本技术方案提供的电池能量转移电路，是对与之连接的两个串联的电池进行能量转移， 其中，输出能量的电池称为能量输出电池，接收能量的电池称为能量接收电池，能量输出电 池的正极和能量接收电池的负极连接或者能量输出电池的负极和能量接收电池的正极连接。 以本发明提供的电池能量转移电路为单元电路构成的串联电池组均衡电路，不需要产生PWM 控制信号和测量电池的电压，还可以采用数字门电路，大大简化了系统结构，增强了系统的 稳定性，并进一步降低整体电路的功耗，而且可以不受串联电池在电池单体数量上的限制， 有利于减小电路体积，降低电路成本，普及使用，具有输出电流大，转换效率高，工作稳定， 控制方便的优点。

附图说明

图1是根据本发明的实施例之一的电路；

图2是根据本发明的实施例之二的电路；

图3是根据本发明的实施例之三的电路；

图4是根据本发明的实施例之四的电路；

图5是根据本发明的实施例之五的电路；

图6是根据本发明的实施例之六的电路；

图7是根据本发明的实施例之七的电路。

具体实施方式

如图1所示，本发明一种用于串联电池之间能量转移的电池能量转移电路的能量输出电 池B1向下位的能量接收电池B2转移能量，B1与自激振荡开关电路连接，在自激振荡开关 电路中，电阻R5、R3和NPN三极管Q2组成电流采样电路，并和电感L1构成了电感电路， 控制开关由PMOS管G2构成，阈值电压比较电路由电压比较器N1构成，电阻R1、R2的分 压电压V2是电压比较电器的阈值电压，V1是电流采样电路输出的采样电压。续流二极管 D1构成电池能量转移电路的输出电路。在自激振荡开关电路的初始状态，R5没有电流经过， Q2截止，V1大于v2，N1输出低电平，(32导通，B1向L1充电，由于L1中的电流不能突 变，流经R5的电流逐渐增大，当R5上的电压接近0．6V时，Q2开始导通，流经R3的电流 增加，V1下降，当V1小于V2时N1的输出跃变为高电平，G2截止，L1进入放电过程，L1 的电流通过D1流入B2，在放电过程中，L1的电流逐渐减小，R5上的电压逐渐降低，Q2集 电极的电流减小，v1上升，当v1大于v2时，N1的输出跃变为低电平，G2重新导通，L1 再次进入充电过程，从新开始新的工作循环，N1的输出信号通过MOS管的驱动电路进行电 流放大后驱动控制开关G2，如果电池能量转移电路设定的工作电流比较小，N1可以直接驱 动G2，在电池能量转移电路不断的工作循环中，B1的能量向B2转移。

如图2所示，是本发明能量输出电池B1向上位的能量接收电池B2转移能量的电路，在 自激振荡开关电路中，电阻R5、R3和PNP三极管Q1组成电流采样电路，并和电感L1构成 了电感电路，V1是电流采样电路的输出电压，控制开关由NMOS管G1构成，阈值电压比较 电路由反相器U1构成，反相器U1的阈值电压是阈值电压比较电路的阈值电压。在自激振荡 开关电路的初始状态，R5没有电流经过，Q1截止，V1小于反相器阈值电压，u1输出高电 平，G1导通，B1向L1充电，当R5上的电压接近0．6V时，Q1开始导通，v1上升，当Vl 大于u1的阈值电压时，u1的输出跃变为低电平，G1截止，L1进入放电过程，L1的电流经 过D1流入B2，在放电过程中，L1的电流逐渐减小，R5上的电压逐渐降低，V1下降，当 V1小于U1的阈值电压时，U1的输出跃变为高电平，G1重新导通，L1再次进入充电过程， 从新开始新的工作循环，在电路的工作循环中，B1向B2转移量。

在图1和图2中，为了让本领域的技术人员更好的理解电路的工作过程，图中给出了两 个电流采样电路的详细结构，在现有的技术中，电流采样电路有多种类型和结构方式，技术 人员从中了解到，在实际的应用中，可以根据电路的整体情况和电流采样电路在电路中的不 同位置采用合适的电流采样电路。

在图3中，本发明电池能量转移电路中的输出电路采用的是电容C1，在自激振荡电路中， 阈电压比较电路采用的是或非门门电路U2，U2其中的一脚接地，实际上构成了反相器，自 激振荡电路的结构和图2中的一样，电路工作原理和过程可以参见图2，如果在电路中用或 门代替或非门，则门电路的输出相位相反。在电池能量转移电路的输出电路中，当Gl导通 时，L1被B1充电，C1上的电压等于B2的电压，当充电电流达到设定值时，G1截止，L1 放电，L1向C1充电，C1电压上升，当L1放电过程结束时，G1导通，由于此时C1的电压 大于B2，C1向B2放电，直至G1再次截止，C1在自激振荡电路的工作过程中将B1的能量 向B2转移。

在图4中，本发明的输出电路采用的也是电容C1，和图3不同的是，在图4中是能量输 出电池B1向上位的能量接收电池B2转移能量，电流采样电路是串联在控制开关G2和电感 L1之间，阈值电压比较电路采用的是电压比较器N1。除了电流采样电路内部结构，自激振 荡开关电路的工作原理和工作过程参见图1。和图3一样，在图4中，C1在控制开关G2导 通时向能量接收电池放电，在G2截止时被L1充电。和采用D1作为输出电路不同，图3和 图4中的B2是在L1的充电过程中接收能量，C1在G1或G2导通时直接向B2放电，电路 的脉动系数较高，在以下的个实施例中对输出电路进行了改进。

如图5所示，在本发明的输出电路中，增加了一个电感L2和一个续流二极管D2，输出 电路的工作过程是，当G1导通时，B2的正极的电位和C1相同，Ll被B1充电，当G1截止 时，L1向C1充电，由于L2的存在，L1实际上是通过D2向C1充电，Cl电压升高，当G1 再次导通时，C1通过L2向B2放电，然后Gl截止，此时在L1向C1充电的同时，L2中的 电流继续通过D2流入B2，直至G1又一次导通，由此可见，B2在L1的充电过程和放电过 程都有电流流入，L2和D2的存在使电路提高了工作效率，降低了脉动系数。

图6中的输出电路和图5一样，不同的是能量输出电池B1向上位的能量接收电池转移能 量，L1的电流方向相反，电路分析可参见图5。

图7中，在本发明电池能量转移电路的基础上增加了电压比较电路和分压电路，构成了 一个自动电池能量转移电路，电压比较电路由电压比较器N2和电阻R8构成，分压电路由电 阻R6、R7构成，在电阻取值中，R6和R7的阻值比等于B1和B2的额定电压比，V3是B1 和B2连接点电压，V4是分压电路输出电压，根据电池的特性，电池的电压和容量成正比， 当V3小于V4时，说明B1的电能比B2多，N2输出高电平，电池能量转移电路工作，B1 向B2转移能量，当V3大于V4时，说明B1的电能比B2少，N2输出低电平，V1电平被 拉低，v2大于V1，N1输出高电平，G2截止，电池能量转移电路停止工作。在自激振荡开 关电路中，还有一个电容C2，用于调节白激振荡开关电路的振荡频率。

在采用电压比较器的阈值电压比较电路中，电压比较器的输入端和电流采样电路连接的 极性可以根据整体电路的需要来改变，而且在电路静态设定时对参考电压和电流采样电路的 输出电压没有特殊的要求，只要有相对的电压差电路就能正常工作，当然这个电压差相对要 远离比较器的输入失调电压。

在采用门电路的阈值电压比较电路中，使用多个门电路串联，可以改善输出波形，增强 带负载能力，如果其中连接有反相器，还可以改变阈值电压比较器的输出极性。

并且在电路中，至少有一个以上的电源供阈值电压比较电路选择。

补充说明的是，能量输出电池或能量接收电池，可以是单个电池单体，也可以是由多个 电池单体组成的电池单元，组成二者的电池单体个数也不一定要相同，也就是说可以在整个 串联电池组中的任意组合。

以上所述，仅为本发明的较佳实例而已，并非用于限定本发明的保护范围。