无线电能传输装置的高频逆变电源及其倍频控制方法

摘要

一种无线电能传输装置的高频逆变电源及其倍频控制方法，其逆变器倍频电路（2）由n套并联连接的逆变单元（2’）组成，主控制器（8）根据无接触变压器（4）和负载（7）工况决定输出功率和输出频率，调节脉冲的占空比和脉冲之间的相位，发出驱动脉冲信号，经由驱动电路（13）分时驱动逆变器倍频电路（2）的n套逆变单元（2’）动作，使逆变器倍频电路（2）的输出电压频率或电流频率是逆变单元（2’）输出电压频率或电流频率的n倍，实现1到n倍输出频率范围的调节；初级谐振电容（5）和次级谐振电容（5’）可根据逆变器倍频电路（2）输出频率进行调节以保持高效传输；其中，n为不小于1的整数。

说明书

技术领域

本发明涉及一种用于无线电能传输装置的高频逆变电源及其倍频控制方法。

背景技术

目前，电动汽车、城市轨道交通等电气化交通车辆通过接触方式充电或供电，尤其是城 市轨道交通等通过触网与受电弓的移动式接触供电，因接触不良容易产生火花、摩擦带来积 碳粉尘，供电的安全可靠性低、污染严重、维护工作量大，设备使用寿命也受影响，当遇到 雨雪等恶劣环境影响时，接触供电更具有明显的局限性。无线供电技术可有效解决上述问题， 其特点是：（1）供电电源和负载单元之间不需物理接触，电气绝缘，安全、可靠；（2）没有 裸露导体存在，电能传递能力不受环境因素影响；（3）不存在机械磨损，可靠、耐用，免维 护。无线供电技术可用于城市轨道交通、电动汽车、自动化装备等的无线供电，以及水下、 矿井、易燃易爆等恶劣环境下的供电。

无线电能传输装置的基本构成包括无接触变压器，以及高频逆变器、高频谐振电路等， 为灵活、安全、可靠、方便的给电气化车辆及其他移动设备供电提供了一种有效方法。

无线电能传输的发展方向是大气隙、高功率、高频率、高效率。然而，目前高频电力电 子器件的功率等级、开关频率都不高，单个电力电子器件的功率和频率等级很难满足大功率 无线电能传输装置的需求。如何有效、经济、合理地提高并灵活调节高频逆变器的输出频率 是电能无线传输的核心问题之一。另外，在无线电能传输中，初级与次级之间的互感与它们 之间的耦合系数对电能传输效率起至关重要的作用。它们之间的间隙、相互位置对它们绕组 之间的互感影响很大。绕组互感降低时，效率下降明显。因此如何提高无线电能传输变压器 气隙的适应性，在初级与次级相互位置变动等因素导致互感下降的情况下确保较高的传输效 率，是无线电能传输的另一核心问题。

申请公开号为No.H04-317527的日本专利公开了一种非接触充电装置，为了实现高效率 传递功率，次级线圈必须精确地位于相应的位置，对初次级位置关系以及空间约束很强。

中国专利200710163025.3提出的非接触电能传输装置用于电瓶车充电，其初级线圈和 次级线圈均为扁平螺旋卷绕的类似圆形的平板状，仅当初次级中心正好对齐的时候才具有较 高的效率，一旦初次级存在位置偏差，其传递效率会大幅下降。

中国专利200810234555.7公开的非接触充电装置中，初级线圈为平行导线，次级线圈 绕制在磁芯上，其中初级线圈需要穿过次级的磁芯，同样初次级的横向相对位置受到很大的 局限，仅限于初级线圈固定且次级线圈有固定运动路径的场合。

以上现有技术中都存在变压器初次级位置被严重约束，实用性不强。无接触供电变压器 之所以对初次级相对位置敏感，主要原因是初次级相对位置变动造成初次级之间互感的大幅 变化，从而影响输出功率和效率。在同样变压器初次级相对位置情况下，提高传输频率，可 以在变压器次级获得更高的电压，可有效提高传输功率和效率，解决该问题。由于无接触变 压器耦合系数较普通工业用变压器小很多，属于松耦合变压器，为了提高传输效率，采用高 达数十kHz的频率进行传输。

为提高传输频率，可用高频MOSFET作为变流器的主开关器件形成高频逆变电源。然而， 由于MOSFET的电压电流定额相对较小，大功率设备需要大量的器件串并联使用，降低了系 统可靠性。IGBT器件容量远高于MOSFET，并且不存在寄生二极管不良反向恢复特性问题,适 合大功率应用。但是，IGBT拖尾电流在高频开关工作状态下引起的关断损耗很大，限制其工 作频率的提高。在感应加热电源领域，目前IGBT开关频率在零电流开关（ZCS）状态下可 工作在100kHz。

文献“蔡慧，赵荣祥，陈辉明，汪世平.倍频式IGBT感应加热电源的研究[J]，中国电 机工程学报，2006,26（2）:154-158.”中描述了一种基于IGBT依靠谐振电路振荡电流形成 负载电流频率是开关管工作频率两倍的效果，该方法不但需要额外的谐振电路，而且频率提 高有限，器件换流条件对谐振电路品质因数要求较高，另外功率器件定额没有得到有效利用。

文献“沈锦飞，惠晶，吴雷，颜文旭.倍频分时控制IGBT 180kHz/50kW高频感应焊接电源 [J]，焊接学报，2009，30（9）:1-4.”中提出对逆变器每个桥臂并联的IGBT采用分时控制 的方法可以提高逆变器的工作,实现逆变器倍频输出，然而该方法输出频率倍数固定，没有 涉及如何变倍频运行。

同感应加热电源相比，无线电能传输系统具有自己的特殊性：（1）效率要求不同：作为 电能传输对传输效率的要求更高，因此要求电路拓扑和控制方法更高效；（2）逆变器负载不 同：无线电能传输中无接触变压器初次级相对位置具有一定的变化范围，当无接触变压器初 次级相对位置变动造成初次级互感下降时，通过提高传输频率可以提高效率；而当无接触变 压器互感较大时，提高传输频率对效率的提升已不明显，且会带来额外的逆变器损耗；（3） 电容匹配：感应加热电源频率相对固定，电容值一般不变，而无线电能传输系统由于传输频 率的大范围变化，因此谐振电容电容值必须变化，以和电感、传输频率参数相匹配以保持高 效率。

发明内容

本发明的目的是克服现有无接触变压器对初次级相对位置适应性低以及传输效率低的 问题，提出一种用于无线电能传输装置的倍频式高频逆变电源及其倍频控制方法。本发明采 用多个逆变器单元并联构成逆变器倍频电路，根据无线电能传输系统中无接触变压器以及负 载工况，可大范围自动调节逆变器倍频电路输出频率，在现有功率开关器件水平上产生出远 高于开关频率的工作频率，通过提高工作频率，使无接触变压器在处于同样初次级相对位置 情况下有更高的感应电压从而提高无接触变压器对初次级相对位置适应性。传输频率可根据 无接触变压器和负载状况调节，达到最佳效率。初级谐振电容和次级谐振电容也可以随着调 节频率进行调节以同电感与频率相匹配，保持高效率。本发明通过逆变器调节输出功率，无 需额外的变换电路，省去直流调功环节，减少了损耗。本发明可提高供电频率和传输效率， 并提高初级与次级之间相对位置的适用性，提高传输效率和系统可用性；本发明通过提高供 电频率，还可减小系统尺寸和重量。

本发明解决技术问题采用的技术方案如下：

本发明无线电能传输装置的倍频式高频逆变电源包括：直流电源、逆变器倍频电路、主 控制器、次级控制器、初级谐振电容、次级谐振电容、初级电容补偿调节器、次级电容补偿 调节器、无接触变压器、频率和相位检测模块、初级状态量检测传感器、次级状态量检测传 感器、初级通信模块、次级通信模块、整流器、负载和驱动电路等。

所述的直流电源经过逆变器倍频电路后得到高频电压，再经过初级谐振电容连接到无接 触变压器的初级侧。在逆变器倍频电路输出端和初级谐振电容之间设有初级状态量检测传感 器。初级状态量检测传感器包括电压传感器、电流传感器、温度传感器、气隙传感器和位置 传感器等，所述的电压传感器、电流传感器、温度传感器、气隙传感器和位置传感器分别检 测逆变器倍频电路的输出电压、输出电流、逆变器倍频电路的温度、无接触变压器初级和次 级之间的气隙以及初级和次级之间的相对位置。无接触变压器的次级经过次级谐振电容以及 整流器后得到直流电，供给负载。在整流器和负载之间设有次级状态量传感器，次级状态量 传感器包括电压传感器、电流传感器，所述的电压传感器、电流传感器分别检测整流器输出 的电压和电流。初级状态量检测传感器检测得到的逆变器输出电压和电流信号进入频率和相 位检测模块后，将得出的逆变器输出电流频率信号以及逆变器输出电压和逆变器输出电流之 间的相位差信号发送给主控制器。初级状态量检测传感器检测到的所有信号都发送给主控制 器。次级状态量检测传感器将整流器输出的电压和电流信号发送给次级控制器，次级控制器 通过次级通信模块将整流器输出的电压信号和电流信号发送给初级通信模块，初级通信模块 再将整流器输出的电压信号和电流信号传递给主控制器。主控制器综合初级状态量检测传感 器和次级状态量检测传感器的信号，发出逆变器倍频电路的驱动脉冲到驱动电路，驱动电路 连接到逆变器倍频电路的各个开关器件驱动接线端，驱动逆变器倍频电路的各个开关器件。 在需要改变频率的倍数的情况下，主控制器给初级电容补偿调节器和次级电容补偿调节器发 出指令，调节初级谐振电容和次级谐振电容的电容量。

所述的直流电源可以是交流电源经整流后得到的直流源，也可以是蓄电池或者电容器等 直流源。直流电源可以是电压源，也可以是电流源，分别对应电压型逆变器倍频电路和电流 型逆变器倍频电路。以下以电压型逆变器倍频电路为例说明本发明的结构。

所述的逆变器倍频电路由n套逆变单元并联构成，从n套逆变单元中选择k套逆变单元 分时驱动时，逆变器倍频电路的输出电压频率或电流频率为逆变单元输出电压频率或电流频 率的k倍，构成k倍频逆变器，n为不小于1的整数，k为不小于1且不大于n的整数。对 于电压型逆变器倍频电路，所述的k倍频逆变器指的是逆变器倍频电路的输出电压频率为逆 变单元输出电压频率的k倍；对于电流型逆变器倍频电路，所述的k倍频逆变器指的是逆变 器倍频电路的输出电流频率为逆变单元输出电流频率的k倍，k为不小于1的整数。下文均 以电压型逆变器倍频电路为例。逆变器倍频电路可以是单相输出，也可以是多相输出。

所述的逆变器倍频电路的每套逆变单元可以为已知的全桥拓扑结构，或已知的半桥拓扑 结构，或其他直流变换为交流的拓扑结构。每套逆变单元内的各个开关组可以为单个器件， 也可以为多个器件的串联或者并联构成。逆变器倍频电路中的功率器件可以为MOSFET、IGBT、 IGCT等全控型器件，器件可以自带反并联的续流二极管，也可以另加反并联的续流二极管。

所述的初级状态量检测传感器包括检测逆变器倍频电路输出电压、逆变器倍频电路输出 电流、逆变器倍频电路温度、无接触变压器初级和次级之间的气隙和相对位置等状态量的检 测传感器。逆变器倍频电路输出电压传感器分别连接到逆变器倍频电路的两个输出端子上； 逆变器倍频电路输出电流传感器串接入逆变器倍频电路的一个输出线上；逆变器倍频电路温 度传感器嵌入逆变器倍频电路的散热片中；无接触变压器初级和次级之间的气隙和相对位置 传感器分别布置在无接触变压器的初级和次级中。初级状态量检测传感器的输出信号发送到 主控制器上，其中电压和电流的输出信号发送到频率和相位检测模块。次级状态量检测传感 器包括无接触变压器次级侧整流器输出电压和输出电流传感器，输出电压传感器分别连接到 整流器输出的两个端子上，输出电流传感器串联接入其中一个输出线上。次级状态量检测传 感器的输出信号发送到次级控制器上。

所述的无接触变压器由初级绕组、次级绕组以及结构件组成，初级绕组和次级绕组之间 有一定气隙。

所述的初级谐振电容和次级谐振电容可以是单个或者多个电容组成；初级谐振电容可以 和初级绕组串联、并联或者进行串并联连接，次级谐振电容可以和次级绕组串联、并联或者 串并联连接。

所述的整流器可以是不控整流桥和滤波电容组成，也可以是可控整流器或者其他将交流 转变为直流的拓扑。整流器可以输出为直流电压源，也可以是直流电流源。

所述的负载可以是实际直流负载，也可以经过其它电能变换环节后供给负载，即等效负 载。

所述的主控制器除了以上所提到的相关连接方式外，还同逆变器倍频电路驱动电路相 连。主控制器根据初级状态量检测传感器和次级状态量检测传感器发来的信号进行判断处 理，给初级电容补偿调节器和次级电容补偿调节器发出指令，调节电容量以和电感及频率参 数相匹配；主控制器根据初级状态量检测传感器和次级状态量检测传感器发来的信号进行判 断处理：决定当前逆变器倍频电路应该输出的频率，可从单倍频频率及其附近到n倍频频率 及其附近之间变化；决定逆变单元输出电压的占空比，以调节输出功率；决定逆变器倍频电 路输出电压和输出电流之间的相位差，以调节逆变器倍频电路输出电压和输出电流之间的相 位，最后综合调整驱动脉冲的频率、占空比和相位，经过死区控制后发送到驱动电路，驱动 电路连接到逆变器倍频电路的各个开关器件上驱动接线端。主控制器根据所需输出频率要 求，从n套逆变单元中选择k套，分时驱动，每套逆变单元的工作频率相同，每套逆变单元 内的开关组驱动脉冲占空比小于或者等于1/（2k），依次工作1/k开关周期，各逆变单元驱 动脉冲依次滞后360/k度，逆变器倍频电路最后输出电压频率是单套逆变单元输出电压频率 的k倍，即k倍频逆变器，其中，n为不小于1的整数，k为不小于且大于1的整数。

所述的频率和相位检测模块根据初级状态量检测传感器获得的逆变器倍频电路输出电 压和输出电流，计算出逆变器倍频电路输出电流的频率以及逆变器倍频电路输出电压和输出 电流的相位差并发送给主控制器。

所述的初级电容补偿调节器和次级电容补偿调节器，分别根据主控制器和次级控制器的 指令，调节初级谐振电容的电容量和次级谐振电容的电容量，确保电源装置中的电容、电感 和频率参数匹配。

所述的次级控制器接收次级状态量检测传感器发来的信号，次级控制器与次级通信模块 相连以和初级通信模块通信。

所述的初级通信模块可以通过RS232、RS422、RS485、CAN、以太网等方式同主控制器连 接，所述的次级通信模块可以通过RS232、RS422、RS485、CAN、以太网等方式同次级控制器 连接，初级通信模块和次级通信模块可以通过射频、红外、RS232、RS422、RS485、CAN、以 太网等方式进行无线通信或者有线通信。

所述的驱动电路将逆变器倍频电路发出的驱动脉冲信号经过处理后，驱动电路的输出连 接到逆变器倍频电路的各个开关器件驱动接线端，驱动逆变器倍频电路的各个开关器件。

本发明高频逆变电源采用倍频逆变的拓扑结构和倍频控制方法，使逆变器输出的频率可 以达到半导体器件本身开关频率的数倍，大大提高大功率变流器的输出频率范围，从而大幅 提高无接触变压器次级感应电压。相比低谐振频率，减小了变压器初次级相对位置变动对输 出功率和效率的影响，进而提高无接触供电系统对变压器初级与次级相对位置变化的适应 性，提高系统的可用性。

本发明可应用于感应式无线电能传输、谐振式无线电能传输领域。

附图说明

图1是全桥逆变器型高频逆变电源及其倍频控制方法框图；

图2是半桥逆变器型高频逆变电源及其倍频控制方法框图；

图3是三倍频逆变器三倍频输出时的驱动脉冲和逆变器输出电压波形；

图4是三倍频逆变器两倍频输出时的驱动脉冲和逆变器输出电压波形；

图5是三倍频逆变器单倍频输出时的驱动脉冲和逆变器输出电压波形；

其中，1直流电源，2逆变器倍频电路，2’逆变单元，3初级状态量检测传感器，3’次 级状态量检测传感器，4无接触变压器，5初级谐振电容，5’次级谐振电容，6整流器，7 负载，8主控制器，9频率和相位检测模块，10初级电容补偿调节器，10’次级电容补偿调 节器，11次级控制器，12初级通信模块，12’次级通信模块，13驱动电路。

具体实施方式

以下结合附图和具体实施方式对本发明做进一步说明。

图1所示为本发明实施例一：全桥逆变器型无线电能传输装置的倍频式高频逆变电源及 其倍频控制方法框图，其基本组成和连接方式如下。

本发明的高频逆变电源包括：直流电源1、逆变器倍频电路2、主控制器8、次级控制器 11、初级谐振电容5、次级谐振电容5’、初级电容补偿调节器10、次级电容补偿调节器10’、 无接触变压器4、频率和相位检测模块9、初级状态量检测传感器3、次级状态量检测传感器 3’、初级通信模块12、次级通信模块12’、整流器6、负载7和驱动电路13等。

直流电源1的正负端分别连接到逆变器倍频电路2的直流输入端，逆变器倍频电路2输 出单相高频电压，经串联或者并联同初级谐振电容5的两个端子相连，初级谐振电容5同无 接触变压器4的初级串联或者并联连接，在逆变器倍频电路2的输出端和初级谐振电容5之 间设有初级状态量检测传感器3，初级状态量检测传感器3包括电压传感器、电流传感器、 温度传感器、气隙传感器和位置传感器等，分别检测逆变器倍频电路的输出电压、输出电流、 逆变器倍频电路的温度、无接触变压器初级和次级的气隙以及初次级之间的相对位置。无接 触变压器4的次级经串联或者并联同次级谐振电容5’相连后的两个输出端子连接到整流器 6的输入端，整流器6的输出连接到负载7的正负极，在整流器6和负载7之间设有次级状 态量传感器3’。次级状态量传感器3’包括电压传感器和电流传感器，电压传感器和电流传 感器分别检测整流器输出的电压和电流。初级状态量检测传感器3检测到的逆变器输出电压 和电流信号进入频率和相位检测模块9后，频率和相位检测模块9将得到的逆变器输出电流 的频率信号以及逆变器输出电压和逆变器输出电流之间的相位差信号发送给主控制器8。初 级状态量检测传感器3检测到的所有信号都发送给主控制器8。次级状态量检测传感器3’ 将整流器6输出的电压和电流信号发送给次级控制器11，次级控制器11通过次级通信模块 12’发送给初级通信模块12,初级通信模块12再将信号传递给主控制器8。主控制器8综合 初级状态量检测传感器3和次级状态量检测传感器3’的信号，发出逆变器倍频电路2的驱 动脉冲，经过死区控制后发送到驱动电路13，驱动电路13连接到逆变器倍频电路2的各个 开关器件驱动接线端。初级电容补偿调节器10的一侧同主控制器8相连，另一侧同初级谐 振电容5相连。次级电容补偿调节器10’的一侧同次级控制器11相连，另一侧同次级谐振 电容5’相连。

直流电源1可以是交流电源经整流后得到的直流源，也可以是蓄电池或者电容器等直流 源。直流电源可以是电压源，也可以是电流源，分别对应电压型逆变器倍频电路和电流型逆 变器倍频电路，以下以电压型逆变器倍频电路为例说明本发明的结构。

所述的逆变器倍频电路2由n套逆变单元并联构成，从n套逆变单元2’中选择k套逆 变单元2’分时驱动时，逆变器倍频电路2的输出电压频率为逆变单元（2’）输出电压频率 的k倍，构成k倍频逆变器，n为不小于1的整数，k为不小于1且不大于n的整数。对于 电压型逆变器倍频电路，所述的k倍频逆变器指的是逆变器倍频电路的输出电压频率为逆变 单元输出电压频率的k倍；对于电流型逆变器倍频电路,所述的k倍频逆变器指的是逆变器 倍频电路的输出电流频率为逆变单元输出电流频率的k倍，k为不小于1的整数。下文均以 电压型逆变器倍频电路为例。逆变器倍频电路2可以是单相输出，也可以是多相输出。

所述的逆变单元2’可以为已知的全桥拓扑结构，或已知的半桥拓扑结构，或其他直流 变换为交流的拓扑结构。每套逆变单元内的各个开关组可以为单个器件，也可以为多个器件 的串联或者并联构成。逆变器倍频电路中的功率器件可以为MOSFET、IGBT、IGCT等全控型 器件，器件可以自带反并联的续流二极管，也可以另加反并联的续流二极管。

所述的初级状态量检测传感器3包括检测逆变器倍频电路2输出电压、逆变器倍频电路 2输出电流、逆变器倍频电路2温度、无接触变压器4初级和次级之间的气隙和相对位置等 状态量的检测传感器。逆变器倍频电路2输出电压传感器分别连接到逆变器倍频电路2的两 个输出端子上；逆变器倍频电路输出电流传感器串接入逆变器倍频电路的一个输出线上；逆 变器倍频电路温度传感器嵌入逆变器倍频电路2的散热片中；无接触变压器4初级和次级之 间的气隙和相对位置传感器分别布置在无接触变压器的初级和次级中。初级状态量检测传感 器的输出信号发送到主控制器上，其中电压、电流输出信号发送到频率和相位检测模块。次 级状态量检测传感器3’包括无接触变压器次级侧整流器输出电压和输出电流传感器，输出 电压传感器分别连接到整流器输出的两个端子上，输出电流传感器串联接入其中一个输出线 上。次级状态量检测传感器3’的输出信号发送到次级控制器11上。

所述的无接触变压器4由初级绕组、次级绕组以及结构件组成，初级绕组和次级绕组之 间有一定气隙。

所述的初级谐振电容5和次级谐振电容5’可以是单个或者多个电容组成；初级谐振电 容5可以和初级绕组串联、并联或者进行串并联连接，次级谐振电容5’可以和次级绕组串 联、并联或者串并联连接。

所述的整流器6可以是不控整流桥和滤波电容组成，也可以是可控整流器或者其他将交 流转变为直流的拓扑。整流器可以输出为直流电压源，也可以是直流电流源。

所述的负载7可以是实际直流负载，也可以经过其它电能变换环节后供给负载，即等效 负载。

所述的主控制器8除了以上所提到的相关连接方式外，还与逆变器倍频电路2驱动电路 相连。主控制器8根据初级状态量检测传感器3和次级状态量检测传感器3’发来的信号进 行判断处理，得到变压器初次级之间的气隙、初次级之间的相对位置以及负载状况等，决定 当前逆变器倍频电路2’应该输出的频率，可从单倍频频率及其附近到n倍频频率及其附近 之间变化；决定逆变单元2’输出电压的占空比，以调节输出功率；决定逆变器倍频电路2 输出电压和输出电流之间的相位差，以调节逆变器倍频电路2输出电压和输出电流之间的相 位，最后综合调整驱动脉冲的频率、占空比和相位，经过死区控制后发送到驱动电路13，驱 动电路13连接到逆变器倍频电路2的各个开关器件上驱动接线端。为了让整个系统工作在 较高效率，主控制器8还需根据逆变器倍频电路2的输出频率，决定向初级电容补偿调节器 10和次级电容补偿调节器10’发出指令，调节初级谐振电容5和次级谐振电容5’的电容量， 以和电感及频率参数相匹配。主控制器8根据逆变器倍频电路输出频率要求，从n套逆变单 元2’中选择k套，分时驱动相应逆变器的逆变单元2’，每个逆变单元2’的工作频率相同， 每个逆变单元内的开关组驱动脉冲占空比小于或者等于1/（2k），依次工作1/k开关周期， 各逆变单元驱动脉冲依次滞后360/k度；k倍频逆变器倍频电路的输出电压频率是每个逆变 单元2’输出电压频率的k倍，其中，n为不小于1的整数,k为不小于且不大于n的整数。

所述的频率和相位检测模块9根据初级状态量检测传感器3获得的逆变器倍频电路输出 电压和输出电流，计算出逆变器倍频电路输出电流的频率以及逆变器倍频电路输出电压和输 出电流的相位差并发送给主控制器8，以实现所述的频率和相位差的闭环控制。

所述的初级电容补偿调节器10的一侧同主控制器8相连，另一侧同初级谐振电容5相 连。次级电容补偿调节器10’一侧和次级控制器11相连，另一侧同次级谐振电容5’相连。 初级电容补偿调节器10和次级电容补偿调节器10’分别根据主控制器8和次级控制器11 的指令，调整接入的初级谐振电容5电容量和次级谐振电容5’的电容量，确保电源装置中 的电容、电感和频率参数匹配。

所述的次级控制器11接收次级状态量检测传感器3’发来的信号，次级控制器11与次 级通信模块12’相连以和初级通信模块12通信。

所述的初级通信模块12可以通过RS232、RS422、RS485、CAN、以太网等方式同主控制 器8连接。所述的次级通信模块12’可以通过RS232、RS422、RS485、CAN、以太网等方式 同次级控制器11连接，初级通信模块和次级通信模块可以通过射频、红外、RS232、RS422、 RS485、CAN、以太网等方式进行无线通信或者有线通信。

所述的驱动电路13将逆变器倍频电路发出的驱动脉冲信号经过处理后，驱动电路的输 出连接到逆变器倍频电路的各个开关器件驱动接线端，驱动逆变器倍频电路的各个开关器 件。

如图1所示的全桥逆变器型无线电能传输装置的倍频式高频逆变电源的逆变器倍频电路 2由n套全桥逆变单元构成，每套全桥逆变单元由4个开关组构成。开关组S1_1、S1_2、S1_3 和S1_4构成逆变器第一套逆变单元2’，开关组S2_1、S2_2、S2_3和S2_4构成逆变器第二 套逆变单元2’，以此类推，开关组Sn_1、Sn_2、Sn_3和Sn_4构成逆变器第n套逆变单元2’。 n倍频运行模式如下：n套逆变单元2’分时动作，每套逆变单元2’的工作频率相同，每套逆 变单元2’内的开关组驱动脉冲占空比小于或者等于1/（2n），依次工作1/n开关周期，各逆 变单元驱动脉冲依次滞后360/n度；n倍频逆变器倍频电路的输出电压频率是每个逆变单元2’ 输出电压频率的n倍，即n倍频逆变器，其中，n为不小于1的整数。

所述的逆变器倍频电路2的n套逆变单元2’可以按上述方式分时驱动形成n倍频逆变器， 也可以从中选择k套逆变单元2’，构成k倍频逆变器，其中k为不小于1且不大于n的整数， 从而逆变器倍频电路2输出电压频率可以从1到n倍的逆变单元输出电压频率范围变化。

随着逆变倍频电路2的输出频率变化，主控制器8向初级电容补偿调节器10和次级电 容补偿调节器10’发出指令，调节初级谐振电容5和次级谐振电容5’的电容量，以和电感 及频率参数相匹配，从而保持能量传递的高效化。

所述的逆变器倍频电路2通过调节逆变单元对角线开关组驱动频率的相位差来调节逆变 器倍频电路的输出功率。也可以令逆变单元对角线开关组驱动脉冲一致，调节其驱动脉冲 的占空比来调节逆变器倍频电路的输出功率。

图2所示为本发明实施例二：半桥型倍频式高频逆变电源及其倍频控制方法，其基本组 成和连接方式除了逆变单元2’以及相应的功率调节方式外同实施例一相同。

如图2所示的半桥型逆变器倍频电路2由n套半桥逆变单元2’以及串联连接的电容和 串联连接的均压电阻构成，每套半桥逆变单元由2个开关组构成，连接方式见图2。第一开 关组S1_1和S1_2构成第一套逆变单元2’第二开关组S2_1和S2_2构成第二套逆变单元2’， 以此类推，第n开关组Sn_1和Sn_2构成第n套逆变单元2’。n倍频运行模式如下：每个逆 变单元内的开关组驱动脉冲占空比小于或者等于1/（2n），依次工作1/n开关周期，各逆变 单元驱动脉冲依次滞后360/n度；n倍频逆变器倍频电路的输出电压频率是每个逆变单元2’ 输出电压频率的n倍，构成n倍频逆变器，其中，n为不小于1的整数。

同实施例一，实施例二的逆变器倍频电路2输出电压频率可以从1到n倍的逆变单元2’ 输出电压频率范围变化。随着逆变倍频电路2的输出电压频率变化，主控制器8向初级电容 补偿调节器10和次级电容补偿调节器10’发出指令，调节初级谐振电容5和次级谐振电容 5’的电容量，以和电感及频率参数相匹配，从而保持能量传递的高效化。

所述的半桥型逆变器倍频电路2各逆变单元2’对角线开关组驱动脉冲一致，通过调节 其驱动脉冲的占空比来调节逆变器倍频电路2的输出功率。

以实施例一和实施例二为对象介绍三倍频和n倍频逆变器倍频电路2的倍频控制方法。

根据实施例一所述，三倍频逆变器倍频电路可以以三倍频模式，也可以两倍频模式或者 单倍频模式运行，相应的控制方法如下。

三倍频模式，三倍频逆变器倍频电路由三套逆变单元2’组成。每个开关组的驱动脉冲 占空比小于或者等于1/6，依次工作1/3开关周期；未经死区控制的驱动脉冲以及逆变器倍 频电路2输出波形如图3所示，其中P14a和P23a为第一套逆变单元2’的驱动脉冲，P14b 和P23b为第二套逆变单元2’的驱动脉冲，P14c和P23c为第三套逆变单元2’的驱动脉冲， 各个开关组驱动脉冲依次滞后120度。三倍频逆变器的输出电压频率是单套逆变单元2’输 出电压频率的3倍。（1）对于全桥型逆变单元2’，P14a是第一套逆变单元2’内的第一开 关组的第一开关S1_1和第一开关组的第四开关S1_4的驱动脉冲；P23a是第一套逆变单元2’ 内的第一开关组的第二开关S1_2和的第一开关组的第三开关S1_3的驱动脉冲；P14b是第二 套逆变单元2’内的第二开关组的第一开关S2_1和的第二开关组的第四开关S2_4的驱动脉 冲；P23b是第二套逆变单元2’内的第二开关组的第二开关S22和的第二开关组的第三开 关S2_3的驱动脉冲；P14c是第三套逆变单元2’内第三开关组第一开关S3_1和第四开关S3_4 的驱动脉冲；P23c是第三套逆变单元2’内第三开关组第二开关S32和第三开关组第三开 关S3_3的驱动脉冲；Up是逆变器倍频电路2输出电压波形。（2）对于半桥型逆变单元2’， P14a是第一套逆变单元2’内第一开关组第一开关S1_1的驱动脉冲；P23a是第一套逆变单 元2’内第一开关组第二开关S1_2的驱动脉冲；P14b是第二套逆变单元2’第二开关组第 一开关内S2_1的驱动脉冲；P23b是第二套逆变单元2’内第二开关组第开关S2_2的驱动脉 冲；P14c是第三套逆变单元2’内第三开关组第一开关S3_1的驱动脉冲；P23c是第三套逆 变单元2’内第三开关组第二开关S3_2的驱动脉冲；Up是逆变器倍频电路2输出电压波形。 可以看到三倍频逆变器倍频电路2输出电压频率是单套逆变单元2’输出电压频率的三倍。

两倍频模式，从三套逆变单元2’中任意选择两套，例如选择第一套和第二套逆变单元 运行。每个开关组的驱动脉冲占空比小于或者等于1/4，依次工作1/2个开关周期；未经死 区控制的驱动脉冲以及逆变器倍频电路输出波形如图4所示，其中P14a和P23a为第一套逆 变单元2’驱动脉冲，P14b和P23b为第二套逆变单元2’驱动脉冲，滞后第一套逆变单元2’ 驱动脉冲180度。两倍频逆变器倍频电路的输出电压频率是单套逆变单元2’输出电压频率 的两倍。（1）对于全桥型逆变单元，P14a是逆变器第一套逆变单元2’内的第一开关组的 第一开关S1_1和第四开关S1_4的驱动脉冲；P23a是第一套逆变单元2’内的第一开关组的 第二开关S1_2和第三开关S1_3的驱动脉冲；P14b是第二套逆变单元2’内的第二开关组的 第一开关S2_1和第四开关S2_4的驱动脉冲；P23b是第二套逆变单元2’内的第二开关组的 第二开关S2_2和第三开关S2_3的驱动脉冲；Up是逆变器倍频电路2的输出电压波形。（2） 对于半桥型逆变单元2’，P14a是第一套逆变单元2’内的第一开关组的第一开关S1_1的驱 动脉冲；P23a是第一套逆变单元2’内的第一开关组的第二开关S1_2的驱动脉冲；P14b是 第二套逆变单元2’内的第二开关组的第一开关S2_1的驱动脉冲；P23b是第二套逆变单元2’ 内的第二开关组的第二开关S2_2的驱动脉冲；Up是逆变器倍频电路2的输出电压波形。可 以看到两倍频逆变器倍频电路2输出电压频率是每套运行的逆变单元2’输出电压频率的两 倍。

单倍频模式，从三套逆变单元2’中任意选择一套运行，例如选择第一套逆变单元运行。 每个开关组的驱动脉冲占空比小于或者等于1/2,未经死区控制的驱动脉冲以及逆变器倍频 电路输出波形如图5所示，其中P14a和P23a为第一套逆变单元2’驱动脉冲。（1）对于全 桥型逆变单元，P14a是逆变器第一套逆变单元2’内的第一开关组的第一开关S1_1和第四 开关S1_4的驱动脉冲；P23a是第一套逆变单元2’内的第一开关组的第二开关S1_2和第三 开关S1_3的驱动脉冲。（2）对于半桥型逆变单元2’，P14a是第一套逆变单元2’内的第一 开关组的第一开关S1_1的驱动脉冲；P23a是第一套逆变单元2’内的第一开关组的第二开 关组S1_2的驱动脉冲；Up是逆变器倍频电路2的输出电压波形。逆变单元独立运行模式下， 逆变器倍频电路2输出电压频率和运行的逆变单元2’输出电压频率相同。

根据以上介绍，很容易推导出n倍频逆变器倍频电路2的k倍频模式控制方法如下：

k倍频模式：从n套逆变单元2’中任意选择k套运行。每套逆变单元2’内的开关组驱 动脉冲占空比小于或者等于1/（2k），依次工作1/k开关周期，各逆变单元2’驱动脉冲依 次滞后360/k度。k倍频运行模式下逆变器倍频电路2的输出电压频率是每套运行的逆变单 元2’输出电压频率的k倍，k为不小于1且不大于n的整数。

对于全桥型逆变器倍频电路，以上实施例所介绍倍频控制方法中没有施加全桥移相控 制，采用全桥移相控制时，每个逆变单元对角线开关组驱动脉冲存在一定的相位差，以调节 输出功率。例如，n倍频全桥逆变器倍频电路中，第k个逆变单元2’中，Sk_4的驱动脉冲 滞后Sk_1驱动脉冲一定相位角，Sk_2的驱动脉冲滞后Sk_3驱动脉冲同样的相位角，n为不 小于1的整数，k为不小于1且不大于n的整数。