基于复指数基扩展模型的信道估计方法和信道估计器

摘要

一种基于复指数基扩展模型的信道估计方法，包括1）根据经无线接收器处理后的数据估计区间内信道冲激响应的斜率；2）基于CE-BEM模型，计算观测值的基线补偿量和新的信号模型；3）估计补偿后的信道冲激响应；4）计算补偿前的信道冲激响应，以及信道估计器。本发明减少了复指数基扩展模型的误差，提高信道估计的准确性，同时实现的复杂度低。

说明书

技术领域

本发明涉及无线通讯技术领域，具体是一种基于复指数基扩展模型的信道估计 方法和信道估计器。

背景技术

在宽带无线通信系统中，无线信号经历频率色散和时域色散，信号的幅度、相 位和频率都会发生畸变，特别是当通讯的两个对象以较快的相对速度运动时，由于 产生了多普勒效应，无线信道的信号历经了严重的快速衰落，形成了快变信道。它 们严重的影响了通讯的质量。所以，在信号的接收端对信号进行解调和解码之前， 对信道进行动态估计是十分必要的。信道估计技术就是估计无线信道的冲激响应的 技术。

一般针对快变信道估计是基于导频的信道估计方法，是在发送的数据中周期性 的插入已知的导频信息，接收端利用这些导频信息，估计出信道状态信息。

针对块传输的无线通讯系统，当信道的归一化多普勒频率小于10%时，信道的 在一个符号内大致是线性变换的，超过了10%后，信道就是非线性变化的，基于基 扩展模型的方法针对这种非线性变化的信道建立模型，利用少数几个参数就能表述 一个非线性的信道。基扩展模型有多种，其中的复指数基扩展模型(CE-BEM)由于计 算简单、可靠性好可应用于实际的通讯系统中。CE-BEM模型的定义为：

$h(n;l)={\Sigma }_{q=0}^{Q}c(q;l)e^{\mathrm{jn}{\omega }_q}+ϵ(n;l)---\left(1\right)$

ω_q＝2π(q-Q/2)/N

其中，h(n;l)表示信道的n时刻第l径的冲激响应，设无线信道的阶数为L+1， l∈[0:L]，q∈[0:Q]，c(q;l)表示模型的基系数，为模型的基函数，为傅里叶 变换，Q为CE-BEM模型的阶，ε(n;l)为模型误差，f_d为最大多普勒频率，N为待估 计区间采样点数，一般假定基函数保持不变，c(q;l)在待估区间内不变，而在不同区 间上可以变化，那么一个区间内需要估计的未知参数的个数为(Q+1)(L+1)。

一般情况下，基于复指数基扩展模型的信道估计的准确性依赖于模型的阶数， 模型的阶数越大，准确性也越高，同时在数据中需要插入的导频数也越多，随着导 频数的增大，通讯系统的效率急剧下降。在实际的系统中，需要平衡信道估计的准 确性和系统传输效率之间的关系。特别是在较低的导频率情况下，只能使用低阶的 CE-BEM，这时CE-BEM模型误差较大，严重的影响了信道估计的准确性。

发明内容

本发明的目的在于克服上述现有技术的不足，提供一种基于复指数基扩展模型 的信道估计方法和相应的信道估计器，该估计器恩能够抑制CE-BEM模型误差，提高 信道估计的准确性。

本发明原理如下：

由公式(1)的定义可知，CE-BEM模型采用的是傅里叶核，相当于在频域加矩 形窗而后作反傅里叶变换，一般而言，反傅里叶变换在实际的数字信号系统中用DFT 变换实现。一方面由于矩形窗造成了频谱的泄漏，另外一方面，信道冲激响应在首 末两端的估计值并不相等，DFT的周期卷积特性和信道冲激响应的周期性的偏差导 致了Gibbs现象的产生，在观测窗口的首末部分信道的幅度和相位产生较大的变形。 因此CE-BEM模型存在着较大的模型误差，本发明引入了一种“基线补偿”的数字信 号处理方法，此方法能消除CE-BEM模型误差。

“基线补偿”方法原理是将区间内的信道冲激响应整形，如图1所示的信道冲 激响应波形，区间上首末两端的幅度不等，存在着一个倾斜角，这个首末连接线段 称为基线，波形幅值减去基线到水平轴的距离从而使得首末两端的幅值相等，如图 2所示。这个过程称为“基线补偿”，参见文献PAN C.Gibbs phenomenon removal and  digital filtering directly through the fast Fourier transform[J].Signal  Processing,IEEE Transactions on,2001,49(2):444-8.。整形后的信道冲激响 应波形消除了Gibbs效应造成的模型误差，同时也有类似加非矩形窗的效果，减少 了频谱的泄漏。

本发明的信道估计方法就是：将“基线补偿”的方法应用到信道冲激的波形上， 然后针对这种整形后的信道做基于CE-BEM模型的信道估计，再做“基线补偿”的反 变换，得到要求的信道冲激响应。

应用“基线补偿”的方法需要计算区间斜率，所以需要结合其它的传输信息或 者其它的近似方法得到斜率的估计值，然后在补偿后的模型上做基于CEBEM模型的 估计。本发明不限定获取斜率的方法，可以是任何的方法，本发明的核心是利用“基 线补偿”法减小CE-BEM误差，其它类似的变种都在本发明的使用范围之内。

与现有技术相比，本发明的技术效果是能够减少复指数基扩展模型的误差，从 而提高信道估计的准确性，同时实现的复杂度低。

本发明的技术解决方案如下：

一种基于复指数基扩展模型的信道估计方法，包含如下步骤：

1）根据经无线接收器处理后的数据估计信道冲激响应的在区间上的斜率；

设α_l为冲激响应在区间上第l径的斜率，定义为

$\left(\begin{array}{cc}{\alpha }_l=\frac{h(N-1;l)-h(0;l)}{N}& l\in [0:L]\end{array}\right)---\left(2\right)$

定义斜率向量γ＝[α₀,α₁,…α_L]^T，即此步骤要估计出γ向量的值。

根据实际的系统具体有所不同，斜率估计方法也有所不同，可以利用已有的技 术和方法。

2）基于CE-BEM模型，结合基线补偿法计算观测值的补偿量和新的信号模型；

由CE-BEM的定义可知，对信道冲激响应做“基线补偿”可以抑制CE-BEM模型 的误差。下面根据基于导频的信号传输模型，计算出“基线补偿”后观测值需要的 补偿量。

将“基线补偿”直接应用于信道冲激响应h(n;l)，得到：

h(n;l)＝h_e(n;l)+α_ln   (3)

公式(3)中的α_l为第l径的斜率，h_e(n;l)为基线补偿后的冲激响应，同时满足：

$h_e(n;l)={\Sigma }_{q=0}^Q{c}_e(q;l)e^{\mathrm{jn}{\omega }_q}+{ϵ}_e(n;l)$

上式中模型误差ε_e(n;l)要远小于公式(1)中的ε(n;l)。

定义大小为N(L+1)的原信道向量：

$h\stackrel{\Delta }{=}{[h(0;0),...,h(0;L),...,h(N-1;0),...,h(N-1;L)]}^T$

定义N(L+1)基线补偿后的信道向量：

$h_e\stackrel{\Delta }{=}{[h_e(0;0),...,h_e(0;L),...,h_e(N-1;0),...,h_e(N-1;L)]}^T$

定义(Q+1)(L+1)大小的原CE-BEM系数向量：

$c\stackrel{\Delta }{=}{[c(0;0),...,c(0;L),...,c(Q;0),...,c(Q;L)]}^T$

定义(Q+1)(L+1)大小的CE-BEM基线补偿后的CE-BEM系数向量：

$c_e\stackrel{\Delta }{=}{[c_e(0;0),...,c_e(0;L),...,c_e(Q;0),...,c_e(Q;L)]}^T$

定义常向量：

β＝[0,1,…N-1]^T

定义符号表示矩阵的直积运算。

公式(3)可以写成下面的向量方程：

h_e＝h-α   (4)

忽略CE-BEM模型误差，将公式(1)写成如下的形式：

$h=(B\otimes I_{(L+1)})c---\left(5\right)$

其中，I_(L+1)为L+1维的单位矩阵，B为CE-BEM基矩阵，B的第m行第n列的 元素为其维数为N行(Q+1)列。由(5)可得：

上式中表示矩阵的伪逆操作。

同样，针对新信道向量h_e，满足公式(5)和公式(6)类似的关系：

$h_e=(B\otimes I_{(L+1)})c_e---\left(7\right)$

无线通讯块传输系统的信号模型是线性的，其信号模型可表示为：

Y＝Φc+V   (9)

其中，Y表示接收端的观测值向量，Φ为观测矩阵，由发送的数据确定，V表 示噪声或者干扰部分。

将公式(4)-(8)代入公式(9)，推导可得新的信号模型：

Y_e＝Φc_e+V   (10)

其中，就是观测值的补偿量。

分别抽取公式(10)中的导频部分，得到对应的导频方程为：

${\bar{Y}}_e=\bar{\Phi }{c}_e+\bar{V}---\left(11\right)$

其中，是观测矩阵Φ的子矩阵，由导频和导频在块中的位置唯一确定；表 示与导频部分对应的噪声和干扰部分。的定义如下：

其中，表示观测值向量Y对应导频部分的数据；为α的子集，对应导频部 分；为基矩阵B的子矩阵，对应导频部分。

3）根据新的信号模型，估计补偿后的信道冲激响应；

由公式(11)定义的线性模型和接收到的导频数据，采用信号估计算法估计出系 数c_e的值，具体的算法可以采用任何一种，本发明不做限制。

得到系数的估计值后，将其代入公式(7)，可计算补偿后的信道冲激响应h_e。

4）计算补偿前的信道冲激响应。

由公式(4)可得最终我们要求的信道冲激响应：

h＝h_e+α

附图说明

图1是“基线补偿”前的信道冲激响波形示意图。

图2是“基线补偿”后的信道冲激响波形示意图。

图3是实例中移动通讯接收终端结构示意图。

图4是本发明信道估计器的结构图。

具体实施方式

下面结合实施例和附图对本发明作进一步说明，但不应以此限制本发明的保护 范围。

本实施例中使用循环后缀(ZP)的块传输系统的实例来描述本发明的信道估计方 法，本实例中用的信道估计方法也可以用于非ZP系统之外的传输系统。本实例中 ZP的系统采用导频的信道估计方法，即在发送的数据中等间隔的插入导频块，每个 导频子块都相同，长度为2L+1，导频子块头尾都是由长度为L的0值组成，中间部 分是长度为1的常值，不失一般性，设置这个常值为1。实际系统的导频结构可能 与本例描述的不相同，这里只是为了简化描述的目的，不影响本发明的使用和实施。

本实施例中的移动通讯的终端中包含接收天线301，无线接收器302，路径检 测器303和信道估计器304四大部分，分别由不同的逻辑电路等组成的 ASIC(Application Specific Integrated Circuit)专用集成电路实现，或者由较通 用的基带数字信号处理器(DSP)等其他CPU之类的处理设备来实现，基本的结构图如 图3所示：

接收天线301接收从对端发送过来的无线信号，本实施例使用的接收天线的天 线数目和排列方式可以是任何已知配置，并不限于特定的配置。从接收天线接收的 信号包含用户信号、干扰信号以及噪声，并且用户信号历经了无线信道的频率色散 和时域色散。

无线接收器302包含低噪声放大器、带限滤波器、混频器、本地振荡器、自动 增益控制、正交解调器、低通滤波器和模数转换器。低噪声放大器将天线接收的信 号放大，通过带限滤波器滤波后经过混频器，将射频信号转换为基带信号，再经正 交解调和模数转换后输出给路径检测器303和信道估计器304。

路径检测器303主要检测用户信号的多径分量数目以及每个路径的延时,路径 检测的具体方法不受具体的限制，可以是使用的任何已知方法，比如MDL(minimum  description length)方法以及ESPRIT(estimation of signal parameters by  rotational invariance techniques)方法。

信道估计器304是本发明涉及的重要部分，信道估计器从路径检测器301中获 得无线信道的多径数、多径延时，信道估计器从无线接收器302中得到经过衰落的 信号的采样数据，下文中称之为观测值。信道估计器从观测值中抽取出导频部分的 数据，利用改进的CE-BEM模型的算法得到信道的冲激响应。

如图4所示，一种基于复指数基扩展模型的信道估计器，包括如下处理模块：

1)斜率估计模块401；

本模块负责完成区间上的信道冲激响应斜率估计，得到斜率向量γ。

根据实际系统的不同，斜率估计方法也有所不同，可以是：

i）针对循环前缀（CP）块传输系统，比如循环前缀正交频分复用系统（CP-OFDM） 系统，可以通过CP的冗余信息估计出区间斜率，方法参见文献MOSTOFI Y,COX D C.ICI mitigation for pilot-aided OFDM mobile systems  [J].Wireless Communications,IEEE Transactions on,2005,4(2): 765-74。

ii）针对补零后缀（ZP）系统，比如补零后缀交频分复用系统（ZP-OFDM） 系统，可以通过ZP的有效导频部分估计出区间斜率。后续本发明的实 施例中对此方法做出具体的说明。

iii）针对前导码系统，比如TD-SCDMA系统，利用前导码信息估计出区间斜 率。

估计区间的斜率的方法不限于以上几种，可以是其它的方法。

2)基线补偿变换模块402；

本模块负责计算补偿变化后导频部分的观测量。首先抽取出导频部分的接收数 据，得到再由模块1)中得到的γ计算α，抽取导频位置对应部分的行，得到最后，计算补偿后的观测量计算公式为：

$\alpha =\beta \otimes \gamma$

由于为常量，所以可以离线计算存储。导频观测矩阵由 导频唯一确定，为常量。

3)估计模块403；

负责根据新的信号模型和补偿后的观测量，利用现有的信道估计器得到补偿后 的信道冲激响应值h_e；本模块利用公式(11)和现有的信道估计器得到CE-BEM系数c_e的估计值，可以利用的估计器包括常用的LS估计器，LMMSE估计器，BLUE估计器等 其它的估计器，可根据实际需要和系统能力选择合适的估计器，不发明不限定具体 的估计器。得到c_e以后，计算h_e公式为：

$h_e=(B\otimes I_{(L+1)})c_e$

其中，为已知量。

4)反变换模块404；

本模块负责对补偿后的信道冲激响应值做反变换，得到补偿前的信道冲激响应 值。本模块得到信道冲激响应计算公式为：

h＝h_e+α

需要说明的是，上述四个模块可以根据实际情况按顺序合并处理，类似变种在 本发明的保护范围之内。

下面说明“斜率估计模块”和“信道估计模块”的一种实现方式。

针对“斜率估计模块”，实现方法如下：

由上述ZP导频块的结构可知，导频块是对多径信道的直接采样，由区间末端处 的导频块可估计出区间末端的信道值，即h(N-1;l)的估计值：

$\hat{h}(N-1;l)=y(N+L+l)$

上式中，y(N+L+l)表示在N+L+l采样点处的观测值。另外将前一个估计区 间的最后一个导频块作为当前估计区间的第一个导频块，可得到当前区间首部的信 道估计值。这样，通过这两个估计值和区间长度，由上式(2)可以得到当前区间的斜 率。

针对“信道估计模块”，简单的实现方法采用LS估计器，得到系数c_e的估计值 为：

其中，为观测矩阵的广义逆，为已知量，可以离线计算和存储。