一种高效率图腾柱无桥PFC整流器控制方法

摘要

本发明公开的一种高效率图腾柱无桥PFC整流器控制方法，属于电力电子领域的高频开关电源领域。所述图腾柱无桥PFC整流器主要由主电路和控制电路组成。本发明通过推导的第一占空比计算公式计算第一占空比，能够提高功率因数；通过推导的第二占空比计算公式计算第二占空比和额外导通时间，能够实现全范围零电压开关ZVS，进一步提高功率因数；通过计算得到的第一占空比、第二占空比和额外导通时间能够去除电流检测环节，提高效率；通过生成变频三角载波，使电路工作在临界电感电流CRM模式，减小电感电流的纹波；通过改进电路拓扑，用MOSFET代替二极管，降低电流造成的电路通态损耗和环流损耗。本发明能够提高整流器的效率和可靠性。

说明书

技术领域

本发明涉及一种对图腾柱无桥功率因数校正PFC整流器进行控制的高效率全范围ZVS变载波频率PWM控制方法，尤其涉及一种使用MOSFET代替二极管的图腾柱无桥PFC整流器及用于对整流器进行控制的全范围ZVS变载波频率PWM控制方法，属于电力电子领域的高频开关电源领域。

背景技术

在需要把交流电变为直流电的电力电子应用场合，有着很宽的输入电压范围，并希望有尽可能高的功率因数和尽可能小的输出电压纹波。如果功率因数太低，将会缩短电池的寿命，交流侧的电网也会受到影响。对于整流器来说，高效率也是非常重要的要求。功率器件的零电压开关(ZVS)可以提高整流器效率。对于实现零电压软开关，在图腾柱无桥PFC整流器中，增加额外导通时间是一种很常见的方法。但是有一些问题需要被克服。首先，要增加额外导通时间，需要检测电流过零点，该环节有些复杂，而且也会导致效率降低；其次，由于变压器漏感引起的占空比丢失在低压输入时特别严重。占空比丢失使得变换器在正常变比时很难输出额定电压。通过提高变压器变比能够对占空比丢失进行补偿，但是这会提高输出整流管的电压应力和原边的电流应力。因为耐压高的二极管有着更高的导通压降，所以这会提高二极管导通损耗，同时原边开关管的导通损耗也会增大。为了降低副边整流二极管的电压尖峰，需要额外的箝位电路。所以，在低压输入时移相全桥DC-DC变换器的效率会受到很大限制。因此，移相全桥DC-DC变换器在低压输入高压输出场合是不适用的。

一种运行在DCM模式的图腾柱无桥PFC电路在《图腾柱PFC变换器拓扑优化及控制策略的研究》一文中被提出，文中采用泰勒级数对占空比的实时计算进行优化，使得功率因数达到很高，并且DCM模式不存在ZVS问题。但是DCM模式也有缺点，因为该模式会有电流为零的模态，所以该模式运行时电流纹波较大，每个开关周期电流峰值远远大于平均电流值。

在采用CRM模式的情况下，功率因数会高一些。但它也有不少缺点：无法做到全范围ZVS；需要有零电流检测环节；控制策略复杂。在IEEE Transactions on PowerElectronics【电力电子期刊】于2011年发表的文献“Totem-Pole Boost Bridgeless PFCRectifier With Simple Zero-Current Detection and Full-Range ZVS Operating atthe Boundary of DCM/CCM”【在DCM/CCM边界运行、具有简单零电流检测和全范围ZVS的图腾柱升压无桥PFC整流器】中，增加额外导通时间的图腾柱无桥PFC电路被提出，文中通过增加额外导通时间的方法，实现全范围ZVS，提高了功率因数。但是该电路仍然有电流检测环节，所以效率不够高。

发明内容

为了克服上述电路电流纹波较大、需要电流检测环节、功率因数不够高等问题，本发明公开的一种高效率图腾柱无桥PFC整流器控制方法要解决的主要问题是：能够减小电路的输入电流纹波，去除电流检测环节并提高效率，实现全范围零电压开关ZVS以提高功率因数，提高整流器的效率和可靠性。

本发明的目的是通过下述技术方案实现的。

本发明公开的一种高效率图腾柱无桥PFC整流器控制方法，所述图腾柱无桥PFC整流器主要由主电路和控制电路组成。通过推导的第一占空比计算公式计算第一占空比，能够提高功率因数。通过推导的第二占空比计算公式计算第二占空比和额外导通时间，能够实现全范围零电压开关ZVS，进一步提高功率因数。通过计算得到的第一占空比、第二占空比和额外导通时间能够去除电流检测环节，提高效率。通过生成变频三角载波，使电路工作在临界电感电流CRM模式，减小电感电流的纹波。通过改进电路拓扑，用MOSFET代替二极管，降低电流造成的电路通态损耗和环流损耗。本发明能够提高整流器的效率和可靠性。

本发明公开的一种高效率图腾柱无桥PFC整流器控制方法，包括如下步骤：

步骤1：电压环通过采集直流侧电压U_dc，直流侧电压U_d与参考值U^*_dc经过PI调节器比较，得到调节系数D₀。推导占空比计算公式，通过将调节系数D₀代入占空比计算公式计算第一占空比D₁。

电压环通过采集直流侧电压U_dc，直流侧电压U_d与参考值U^*_dc经过PI调节器比较，得到调节系数D₀。并通过第一占空比计算公式式(1)计算第一占空比D₁：

其中D₀是拟合占空比D₁的幅值，k为整流器升压比U_m/U_dc，U_m是输入电压的幅值，U_DC为直流电压，z＝sinωt，ω是输入电压角频率，t是时间，z₀是泰勒展开点。当输出电压U_dc大于参考电压U^*_dc时，D₀增大；当输出电压U_dc小于参考电压U^*_dc时，D₀减小；当输出电压U_dc等于参考电压U^*_dc时，D₀不变。

作为优选，占空比计算公式式(1)推导过程如下：

根据单位开关周期内CRM模式下MOSFET的驱动波形和电感电流波形，令输入电压U_s(t)为：

U_s(t)＝U_m>

其中U_m是输入电压的幅值；ω是输入电压角频率，t是时间。

当开关管S₂处于导通状态，有：

U_s(t)＝U_L(3)

其中U_L是电感电压。

即：

公式(4)变换为公式(5)：

其中，i_LP为电感电流峰值；D₁为MOSFET导通占空比；T_S为开关周期。

当开关管S₂关断且电感电流未下降至0，有：

U_s(t)＝U_L+U_DC(6)

即：

其中，D₂为电感电流由峰值降至0的占空比，U_DC为直流电压。

联立式(5)和(7)得：

已知开关周期内电感电流平均值i_{L_av}和电感电流峰值i_LP的关系为：

由图腾柱无桥PFC整流器的拓扑知，电感电流平均值i_{L_av}即为输入交流电流i_s,将(5)和(8)代入(9)得到：

从式(10)知，为使占空比D₁为变化的值，使得交流电流i_S和交流电压同频率同相位，在(10)中，令：

其中k为整流器升压比U_m/U_dc，D为常数，常数D的值通过公式(18)给出。

将式(11)代入(10)化简得：

由式(12)知，整流器中控制PWM波的占空比D₁大小是按照式(11)变化，交流输入电流和交流输入电压为同频同相的正弦波，能够实现整流器单位功率因数。

定义整流器为理想变换器，输入功率P_in等于输出功率P_O，联立式(2)与式(12)得到：

即：

将式(14)代入到式(11)得：

由式(15)知，第一占空比D₁的计算中不仅有除法，还有开方运算。所述除法运算及开方运算实时运算起来需要不少时间，会使得控制电路无法正常运行。因此，使用泰勒级数对式(15)化简。

由泰勒级数展开的原理得到，函数f(x)在x＝x₀的泰勒展开式为：

其中f⁽ⁿ⁾(x₀)为f(x)在x₀处的n阶导数。

令z＝sinωt，则式(11)可以写为：

将式子(17)在z＝z₀处进行泰勒展开得：

为了简化运算，只取式(18)括号中的前两项，即：

式(19)是拟合占空比的表达式，其中调节系数

将式(19)代入式(10)得到：

在整流器中，正半周期内输入功率为：

将式(2)、(10)代入(21)得到：

将式(19)代入(22)得到：

联立(20)(23)得到：

由(24)知，图腾柱无桥PFC整流器的PF值不仅与变压比k有关，而且还与泰勒展开点z₀有关。令其对z₀的导数为0，得到该式子最佳泰勒展开点是z₀＝0.866。

将z₀＝0.866代入到式(19)得到：

上述公式(2)至公式(25)为第一占空比计算公式式(1)推导过程。

步骤2：在DSP控制器中根据D₀的值和实时电压值计算占空比和额外导通时间t_e。再将额外导通时间t_e的值加入到第二占空比D₂中去。通过第二占空比公式计算第二占空比D₂。再把第一占空比D₁和第二占空比D₂通过开关周期T_S转换为开通时间t₁和关断时间t₂，再把额外导通时间t_e加入到D₂对应的关断时间中。

在DSP控制器中根据D₀的值和实时电压值来计算占空比和额外导通时间。再将额外导通时间t_e的值加入到第二占空比D₂中去，即通过式(26)计算二占空比D₂：

再把第一占空比D₁和第二占空比D₂通过开关周期T_S转换为开通时间t₁和关断时间t₂，再把额外导通时间t_e加入到第二占空比D₂对应的关断时间t₂中。

作为优选，公式(26)具体推导过程由公式(2)至公式(8)推导得到。

步骤3：通步骤2算出开通时间t₁和关断时间t₂后，再生成一个周期时间为t_n＝t₁+t₂+t_e的变频三角载波，把第一占空比D₁对应的波形作为调制波，生成PWM波形。再把生成的PWM波形送到极性判断模块中实现对开关管(S₁、S₂)驱动：当交流电压为正时，驱动开关管S₂，保持S₁的关断；当交流电压为负时，驱动开关管S₁，保持S₂的关断。

通过步骤2算出开通时间t₁和关断时间t₂后，再生成一个周期时间为t_n＝t₁+t₂+t_e的三角载波，把D₁对应的波形作为调制波，生成PWM波形。再把生成的PWM波形送到极性判断模块中实现对开关管(S₁、S₂)驱动：当交流电压为正时，驱动开关管S₂，保持S₁的关断；当交流电压为负时，驱动开关管S₁，保持S₂的关断。

步骤4：通过步骤1推导的第一占空比计算公式计算第一占空比，能够提高功率因数。通过步骤2推导的第二占空比计算公式计算第二占空比和额外导通时间，能够实现全范围零电压开关ZVS，进一步提高功率因数。通过计算得到的第一占空比、第二占空比和额外导通时间能够去除电流检测环节，提高效率。通过步骤3生成变频三角载波，使电路工作在临界电感电流CRM模式，减小电感电流的纹波。

有益效果：

1、本发明公开的一种高效率图腾柱无桥PFC整流器控制方法，通过步骤1推导的第一占空比计算公式计算第一占空比，能够提高功率因数。通过步骤2推导的第二占空比计算公式计算第二占空比和额外导通时间，能够实现全范围零电压开关ZVS，进一步提高功率因数。通过计算得到的第一占空比、第二占空比和额外导通时间能够去除电流检测环节，提高效率。通过步骤3生成变频三角载波，使电路工作在CRM模式，减小电感电流的纹波。

2、本发明公开的一种高效率图腾柱无桥PFC整流器控制方法，运用泰勒级数，化简功率因数和占空比的计算式，能够减小DSP每次的运算时间，简化控制策略，减小计算量。通过步骤2计算出开通时间t₁和关断时间t₂后，再生成周期时间为t_n＝t₁+t₂+t_e的变频三角载波，把第一占空比D₁对应的波形作为调制波，生成PWM波形，再把生成的PWM波形送到极性判断模块中实现对开关管S₁、S₂的驱动，使电路工作在CRM模式，减小电感电流的纹波。

3、本发明公开的一种高效率图腾柱无桥PFC整流器控制方法，通过改进电路拓扑，用MOSFET代替二极管，降低电流造成的电路通态损耗和环流损耗，使输出电压的纹波减小，提高相关器件的使用寿命。

附图说明

图1为本发明实例图腾柱无桥PFC电路结构示意图；

图2为本发明实例的一种高效率图腾柱无桥PFC整流器控制方法策略框图；

图3为D₁、D₂和t_e对应的电感电流波形和MOSFET电压波形；

图4为周期时间为t_n的三角载波波形；

图5为t_n仿真波形。

具体实施方式

下面将结合附图和实施例对本发明加以详细说明，同时也叙述了本发明技术方案解决的技术问题及有益效果，需要指出的是，所描述的实施例仅旨在便于对本发明的理解，而对其不起任何限定作用。

实施例1：

本实施例公开的一种图腾柱无桥PFC整流器，由主电路和控制电路组成。如图1所示，主电路主要由输入侧和输出侧构成，所述的输入侧是由输入电感(L_in)和开关管(S₁、S₂、S₃、S₄)组成，输出侧由输出电容(C_o)和负载(R_L)组成。图腾柱结构就是由4个开关管(S₁、S₂、S₃、S₄)组成的。连接关系是：输入侧输入电感L_in的左端和交流输入电源右端相连，输入电感L_in的右端同时与开关管S₁的源极和开关管S₂的漏极相连，同时交流输入电源的左端与开关管S₃的源极和开关管S₄的漏极相连。开关管S₁和S₃的源极相连接，然后再分别连到输出电容和负载的一端。开关管S₂和S₄的漏极相连接，然后再分别连到输出电容和负载的另一端。

如图2所示，图腾柱无桥PFC整流器控制电路主要由控制器和驱动电路构成；控制器是以DSP控制器为核心，用于对由传感器采样得到的电压采样信号进行转换，并依据全范围ZVS变载波频率PWM控制方法计算占空比和导通时间值，产生PWM驱动信号。驱动电路用于接收来自控制器的PWM信号，经过极性选择环节后为主电路的开关管(S₁、S₂、S₃、S₄)提供驱动电压。

由图1可以看出，图腾柱无桥PFC电路在工频正半周期和负半周期的运行模态是对称的，为了方便分析与推导表达式，只分析电路的正半周期。图腾柱无桥PFC电路工作在CRM模式下，并且做出以下定义：

1.开关频率远大于电网频率。

2.变换器中所有元件都是理想元件。

3.直流母线电压为稳定的直流量。

本发明公开的一种高效率图腾柱无桥PFC整流器控制方法，具体实现步骤如下：

步骤1：电压环通过采集直流侧电压U_dc，直流侧电压U_d与参考值U^*_dc经过PI调节器比较，得到调节系数D₀。推导占空比计算公式，通过将调节系数D₀代入占空比计算公式计算第一占空比D₁。

根据单位开关周期内CRM模式下MOSFET的驱动波形和电感电流波形，令输入电压为：

U_s(t)＝U_m>

其中U_m是输入电压的幅值；ω是输入电压角频率。

当开关管S₂处于导通状态，有：

U_s(t)＝U_L(2)

即：

化简得：

其中，i_LP为电感电流峰值；D₁为MOSFET导通占空比；T_S为开关周期。

当开关管S₂关断且电感电流未下降至0，有：

U_s(t)＝U_L+U_DC(5)

即：

其中，D₂为电感电流由峰值降至0的占空比，U_DC为直流电压。

联立式(4)和(6)得：

已知开关周期内电感电流平均值i_{L_av}和电感电流峰值i_LP的关系为：

由图腾柱无桥PFC整流器的拓扑得知，电感电流平均值i_{L_av}即为输入交流电流i_s,将(4)和(7)代入(8)得到：

从式(9)可以看出，要使D₁为变化的值，使得交流电流i_S和交流电压同频率同相位。在(9)中，令：

其中k为整流器升压比U_m/U_dc，D为常数，它的值会在后面给出。

将式(10)代入(9)化简得：

由式(11)可以看出整流器中控制PWM波的占空比大小的是按照式(10)变化，交流输入电流和交流交流输入电压为同频同相的正弦波，实现整流器单位功率因数。

整流器为理想变换器，输入功率等于输出功率，联立式(1)与式(11)得到：

即：

将式(13)代入到式(10)得：

观察该式子，第一占空比D₁的计算中不仅有除法，还有开方运算。所述除法运算及开方运算实时运算起来需要不少时间实时运算起来需要不少时间，会使得控制电路无法正常运行。因此，使用泰勒级数对式(14)化简。

由泰勒级数展开的原理得到，函数f(x)在x＝x₀的泰勒展开式为：

其中f⁽ⁿ⁾(x₀)为f(x)在x₀处的n阶导数。

令z＝sinωt，则式(10)可以写为：

将式子(16)在z＝z₀处进行泰勒展开得：

为了简化运算，只取式子(17)括号中的前两项，即：

式(18)是拟合占空比的表达式，其中

将式(18)代入式(9)得到：

在整流器中，正半周期内输入功率为：

将式子(1)(9)代入(20)得到：

将式子(18)代入(21)得到：

联立(19)(22)得到：

观察式(23)能够发现，图腾柱无桥PFC整流器的PF值不仅与变压比k有关，而且还与泰勒展开点z₀有关。令其对z₀的导数为0，得到该式子最佳泰勒展开点是z₀＝0.866。

将z₀＝0.866代入到式(18)得到：

ZVS条件是U_s≤U_DC/2。当U_s＞U_DC/2时，电路无法在MOSFET中实现ZVS导通。为了保持ZVS导通，需要额外的电荷将结电容C₂放电至零并将结电容C₁充电至U_DC。因此，额外电量Q_e从下面的式子算出：

Q_e≥C₂[2U_S(t)-U_DC]+C₁{U_DC-[2U_DC-2U_S(t)]}＝2C_j[2U_S(t)-U_DC](25)

它可以归一化为：

其中，k＝U_S(t)/U_DC。

从式(26)发现，额外电荷的归一化量Q_e^*与k成比例。但是，额外的电荷由输出通过互补MOSFET提供。因此，应确定额外的接通时间t_e。MOSFET上的漏极-源极电压U_dsmin的谷值表示为：

U_dsmin＝2U_S(t)-U_DC(27)

考虑到反向恢复电荷Q_rr，t_e和U_dsmin之间的关系为：

因此，额外的导通时间t_e为：

其中k＝U_S(t)/U_DC,α＝Q_rr/C_j以及

再将额外导通时间t_e的值加入到第二占空比D₂中去。通过第二占空比公式计算第二占空比D₂。再把第一占空比D₁和第二占空比D₂通过开关周期T_S转换为开通时间t₁和关断时间t₂，再把额外导通时间t_e加入到D₂对应的关断时间中。

步骤2：在DSP控制器中根据D₀的值和实时电压值计算占空比和额外导通时间t_e，再将额外导通时间t_e的值加入到占空比中去。如图3所示，要先将第一占空比D₁和第二占空比D₂分别计算出来，再把第一占空比D₁和第二占空比D₂通过开关周期T_S转换为开通时间t₁和关断时间t₂，再把额外导通时间t_e加入到第二占空比D₂对应的关断时间中。

分别计算出开通时间t₁和关断时间t₂后，再生成一个周期时间为t_n＝t₁+t₂+t_e的三角载波，把第一占空比D₁对应的波形作为调制波，生成PWM波形，如图4所示。图5是载波周期时间t_n在仿真中的波形。

根据上述式子和分析得出CRM模式图腾柱无桥PFC整流器的控制策略以及控制框图，如图2所示，在图中加入LC滤波器以过滤高频电压电流。图中的全范围ZVS计算器由C语言模块实现。该控制方法需要采集交流侧电压U_m>dc，并且通过绝对值模块把交流侧电压U_msinωt转变为绝对值电压U_m|sinωt|，将绝对值电压U_m|sinωt|用于ZVS计算。电压环通过采集直流侧电压U_dc，与参考值U^*_dc经过PI调节器计算，得到一个调节系数D₀。调节系数D₀是拟合占空比D₁的幅值。当输出电压U_dc大于参考电压U^*_dc时，D₀增大；当输出电压U_dc小于参考电压U^*_dc时，D₀减小；当输出电压U_dc等于参考电压U^*_dc时，D₀不变。

步骤3：在计算出D₁以后，再根据式(7)计算出D₂，进而计算出开通时间t₁和关断时间t₂。根据式(29)算出额外导通时间t_e，生成时间为t_n的三角载波。把第一占空比D₁对应的波形作为调制波，生成PWM波形，再把PWM波形和经极性判断的交流侧电压送到选择模块中。当交流电压为正时，驱动开关管S₂，保持开关管S₁的关断；当交流电压为负时，驱动开关管S₁，保持开关管S₂的关断。

步骤4：通过步骤1推导的第一占空比计算公式计算第一占空比，能够提高功率因数。通过步骤2推导的第二占空比计算公式计算第二占空比和额外导通时间，能够实现全范围零电压开关ZVS，进一步提高功率因数。通过计算得到的第一占空比、第二占空比和额外导通时间能够去除电流检测环节，提高效率。通过步骤3生成变频三角载波，使电路工作在临界电感电流CRM模式，减小电感电流的纹波。

综上，通过本实例公开的一种对图腾柱无桥功率因数校正PFC整流器进行控制的高效率全范围ZVS变载波频率PWM控制方法，通过实时计算占空比值和额外导通时间，实现全范围ZVS，减小电路的导通损耗。通过改进电路拓扑，用MOSFET代替二极管，降低电流造成的电路通态损耗和环流损耗。本发明能够满足功率因数、输出电压、输入电流、全范围ZVS等指标要求。

以上所述的具体描述，对发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施例而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。