一种基于可调谐一维滤波阵列的带通滤波器及其设计方法

摘要

本发明涉及一种基于可调谐一维滤波阵列的带通滤波器，包括微带线、输入输出过渡结构、介质波导，其特征是还包括可调谐一维滤波阵列，所述可调谐一维滤波阵列相向对称设置在所述介质波导或基片集成波导腔的上金属层的宽边中心线和下金属层的宽边中心线上，且分别呈一字形排列；所述可调谐一维滤波阵列包括至少三个形状为环形的一维滤波单元；所述上金属层上相邻的一维滤波单元之间中心线的中点处设置反焊盘和内圆金属层焊盘；该内圆金属层焊盘通过变容二极管芯片与上金属层连接，内圆金属层焊盘中心设置金属通孔穿至下金属层。本发明的设计方法能够满足对微波毫米波带通滤波器的通带频率、通带带宽和阻带频率同时实时变化的要求。

说明书

技术领域

本发明属于电磁场与微波技术领域，特别是涉及一种基于可调谐一维滤波阵列的带通滤波器及其设计方法。

背景技术

微波毫米波带通滤波器是微波毫米波系统的关键、核心部件，其性能好坏直接决定了系统能否正常工作。随着可用的电磁频谱越来越拥挤，电磁干扰和电磁兼容问题日趋突出，这对射频滤波器的性能提出了更为严格的要求。

作为类波导结构，介质波导包括基片介质波导和基片集成波导(SIW)，在不牺牲滤波器性能的情况下，介质波导可以极大地减小波导滤波器的尺寸；具有高性能、低成本、小尺寸、易集成的优点。与传统的平面带线滤波器相比，介质波导有效地降低了辐射损耗，尤其是在毫米波频段。但公知的介质波导滤波器是采用谐振腔结构经通孔实现磁场耦合，通孔耦合在频率很高时，由于波长很短，通孔的半径相对于波长来说已经很大了，所以很难通过通孔耦合来实现通带。

为了进一步解决上述问题，在微波毫米波领域引入电磁带隙(ElectromagneticBane-Gap，简称EBG)结构。近10多年来EBG结构在微波毫米波领域应用范围越来越广，在微波电路中可以用作带阻滤波器、谐振器、抑制谐波。但公知的EBG结构多是采用谐振器原理来设计滤波器的，使得阻带宽度、深度不够，带外抑制度不足。如：

《工程设计学报》2013年01期刊载的“基于EBG结构的基片集成波导超宽带带通滤波器”一文中，提出了“带通滤波器的结构在微波毫米波电路设计中，周期性结构是一种非常有意义的电路，有些周期结构具有很好的低通频率特性，而基片集成波导具有极好的高通特性。因此，如果能够将这些EBG结构和基片集成波导集成在一起，将会获得超宽带带通滤波器”的观点，并且根据这一观点，设计了一个五阶SIW-EBG带通滤波器方案，但该方案存在明显的不足：(1)阻带抑制能力明显不足；(2)该箭头形带隙结构主要是利用周期单元自身的谐振效应，形成带隙，属于谐振器机理；若要获得较宽的阻带带宽，就需要较多数量、不同尺寸的箭头单元，滤波器的尺寸较大；(3)设计过程复杂，没有解析的公式分析，直接影响器件的性能，其带隙特性较差。

中国专利申请201610343899公开了“一种可重构基片集成波导带通滤波器及其可重构方法”，该方法虽然能够解决调谐范围小、可重构基片集成波导带通滤波器插损大、变容二极管的控制电压无法直接加到基片集成波导中的技术问题。但该方法不能适用于同时解决微波或毫米波带通滤波器的通带频率、通带带宽和阻带频率实时变化而需要可调谐要求；且该可调滤波器的阻带宽度窄，阻带深度不够，不能实现宽带滤波，滤波器Q值不高。

中国专利申请201811002114.4公开了“一种小型化可调基片集成波导滤波器”，该滤波器仅能解决通带频率调谐；但不能解决阻带频率的调谐问题，且该可调滤波器的Q值不高，带外抑制度不足，频率调谐过程中反射损耗变化较大，调谐性能不稳定。

综上所述，现有技术因运用谐振机理设计滤波器，所以根本无法同时解决通带频率、通带带宽和阻带频率实时变化的技术难题，因此如何克服现有技术所存在的不足已成为当今电磁场与微波技术领域中亟待解决的重点难题之一。

发明内容

本发明的目的是为克服现有技术所存在的不足而提供一种基于可调谐一维滤波阵列的带通滤波器及其设计方法，本发明运用低副瓣阵列天线理论来设计可调谐一维滤波阵列，从而能够适应微波或毫米波带通滤波器的通带频率、通带带宽和阻带频率同时实时变化的要求，特别适用于设计宽带和高抑制度的带通滤波器。

根据本发明提出的一种基于可调谐一维滤波阵列的带通滤波器，包括微带线、输入输出过渡结构、介质波导，所述介质波导包括从上至下依次层叠设置的上金属层、介质基片、下金属层，以覆盖在介质基片的上金属层、下金属层及两侧壁包边金属层构成具有填充与介质基片相同材料的矩形波导腔；

其特征在于：还包括可调谐一维滤波阵列，所述可调谐一维滤波阵列相向对称设置在所述介质波导的上金属层的宽边中心线和下金属层的宽边中心线上，且分别呈一字形排列；所述可调谐一维滤波阵列包括至少三个形状为环形的一维滤波单元，且在相邻的一维滤波单元之间设置变容二极管芯片；所述上金属层上相邻的一维滤波单元之间中心线的中点处设置反焊盘和内圆金属层焊盘；所述内圆金属层焊盘通过变容二极管芯片与上金属层连接；所述内圆金属层焊盘中心位置设置金属通孔并穿过介质基片至下金属层，在所述下金属层上设置与上金属层上位置对称、大小相等的反焊盘；

所述一维滤波单元以中心位设置的面积为最大，中心位左右两侧分别设置的一维滤波单元的面积从中间向两端依次渐变减小，且一维滤波单元以介质基片长度方向和宽度方向的中心线为基准对称排列；

所述一维滤波单元包括EBG周期性单元和内圆金属层；

所述一维滤波单元的面积根据低副瓣阵列天线理论设计，按照n元线阵的切比雪夫阵函数或泰勒阵函数的幅度系数加权值变化，综合得出各一维滤波单元的激励幅度分布，使得一维滤波单元的面积S_i＝π×(R_i²-r_i²)服从于切比雪夫分布或泰勒分布，其中，R_i为EBG周期性单元的外圆半径；r_i为内圆金属层的内圆半径；i＝1～5。

本发明所述的介质波导为基片介质波导或基片集成波导。

本发明提出的一种基于可调谐一维滤波阵列的带通滤波器的设计方法，其特征在于，具体包括：

1)利用低副瓣阵列天线设计中的切比雪夫或泰勒阵函数加权方法，设计在介质波导的上金属层和下金属层上蚀刻的一维滤波单元，其面积按照n元线阵的切比雪夫阵函数或泰勒阵函数的幅度系数加权值变化；综合得出各一维滤波单元的激励幅度分布，使得一维滤波单元的面积S_i＝π×(R_i²-r_i²)服从于切比雪夫分布或泰勒分布；

2)利用介质波导的高通特性，通过介质波导的宽边尺寸W的选取，得到相应的高通滤波截止频率其中：c为真空中的光速、ε_r为介质基片的介电常数，然后设计带通滤波器通带的下边频点；

3)在所述上金属层和下金属层的宽边中心线上，按照切比雪夫或泰勒阵函数的幅度系数变化范围计算一维滤波单元尺寸，得到相应的低通滤波特性，使其与介质波导的高通特性相结合构成带通滤波器；

4)在所述上金属层上相邻的一维滤波单元之间中心线的中点处设置反焊盘和内圆金属层焊盘；所述内圆金属层焊盘通过变容二极管芯片与上金属层连接；所述内圆金属层焊盘中心位置设置金属通孔并穿过介质基片至下金属层，在所述下金属层上设置与上金属层上位置对称、大小相等的反焊盘，用于带通滤波器通带中心频率、阻带频率的调谐。

本发明的设计原理是：本发明首创了将非滤波器技术领域的低副瓣阵列天线的设计理论移植运用于本发明的带通滤波器设计，不仅彻底克服了现有采用谐振机理来设计滤波器的明显不足，而且还同时解决了现有EBG带通滤波器通带中心频率、阻带频率不可同时调谐的难题，因此本发明特别适用于设计宽带和高抑制度的带通滤波器。本发明的具体设计原理是：因一维滤波阵列结构是一种周期性结构，该周期性结构中传输的波，每经过一个空间周期，电磁能量就反射一部分，经过多个空间周期就会形成全反射，构成周期结构的阻带，这种分布式的反射称为“布拉格反射”，这样就可获得较宽的阻带、阻带衰减大、选择性高的通带-阻带滤波特性；但同时由于周期性的反射，也会造成传输特性在通带中存在起伏，所以本发明通过采用低副瓣阵列天线设计中阵函数加权的方法将一维滤波阵列结构的尺寸设计为渐变结构，能够有效地消除周期性一维滤波阵列结构引起的通带波纹，改善通带的平坦度。从总体上来说，一方面本发明充分地发挥介质波导和可调谐一维滤波阵列相结合而所形成的截止频率处陡降、带外衰减大及阻带带宽较宽的优点；另一方面本发明充分地发挥可调谐一维滤波阵列能够实现通带的中心频率、阻带频率可调谐的优点；再一方面本发明还能够根据可调谐一维滤波阵列的结构周期设计阻带频率。

本发明与现有技术相比其显著优点在于：

第一，本发明的可调谐一维滤波阵列带通滤波器，其通带频率、通带带宽和阻带频率既能够根据需要灵活设计，又能够满足对通带频率、通带带宽和阻带频率同时实时变化的要求，特别适用于设计宽带和高抑制度的带通滤波器。

第二，本发明的可调谐一维滤波阵列带通滤波器，具有频率选择性好、低插损、通带的中心频率调谐范围较宽、调谐性能稳定、结构简单、整体尺寸较小、便于集成等的优点。

第三，相比于传统的带线结构滤波器，本发明的可调谐一维滤波阵列带通滤波器的辐射损耗小，尤其是在毫米波频段。

第四，现有采用谐振腔耦合形式的波导、腔体类结构滤波器，由于受高阶模的影响，寄生通带距离信号通带较近，带外抑制能力不足；而本发明的可调谐一维滤波阵列带通滤波器能够获得较宽的阻带，边带抑制陡峭，可广泛适用于微波或毫米波集成前端。

附图说明

图1为本发明提出的一种单层一维滤波阵列带通滤波器的三维结构示意图。

图2为本发明提出的一种双层一维滤波阵列带通滤波器的三维结构示意图。

图3为本发明提出的一种基于可调谐一维滤波阵列的带通滤波器的三维结构示意图。

图4为图3所示的可调谐一维滤波阵列带通滤波器的仰视示意图。

图5为图3所示的可调谐一维滤波阵列带通滤波器的调谐结构俯视示意图。

图6为图3所示的可调谐一维滤波阵列带通滤波器的调谐结构横截面示意图。

图7为介质波导的横截面示意图。

图8为包括一维滤波单元的介质波导横截面示意图。

图9为输入输出过渡结构的示意图。

图10为图1所示的一维滤波阵列带通滤波器的俯视示意图。

图11为图3所示的可调谐一维滤波阵列带通滤波器的仰视示意图。

图12为调制一维滤波阵列的切比雪夫分布曲线示意图。

图13为调制一维滤波阵列的泰勒分布曲线示意图。

图14为图10、图11中注释“P”所指的圆环形的EBG周期性单元的示意图。

图15为图10、图11中注释“P”所指的方环形的EBG周期性单元的示意图。

图16为图10、图11中注释“P”所指的三角环形的EBG周期性单元的示意图。

图17为可调谐一维滤波阵列带通滤波器的等效电路图。

图18为图7所示的介质波导传输线幅频特性仿真结果示意图。

图19为如图1所示的符合切比雪夫分布的一维滤波阵列带通滤波器的幅频特性仿真和测试结果对比示意图。

图20为图1所示的符合泰勒分布的一维滤波阵列带通滤波器的幅频特性仿真和测试结果对比示意图。

图21为图1与图2所示的符合切比雪夫分布的一维滤波阵列带通滤波器的幅频特性仿真结果对比示意图。

图22为图3所示的符合切比雪夫分布的可调谐一维滤波阵列带通滤波器的反射特性仿真结果对比示意图。

图23为图3所示的符合切比雪夫分布的可调谐一维滤波阵列带通滤波器的传输特性仿真结果对比示意图。

附图中的标记说明如下：上金属层1、介质基片2、下金属层3、介质基片2的两侧壁的包边金属层4、EBG周期性单元5、内圆金属层6、输入输出过渡结构7、微带线8、反焊盘9、内圆金属层焊盘10、变容二极管芯片11、金属通孔12、DGS结构13。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明的具体实施方式做进一步的详细说明。

结合图3，本发明提出的一种基于可调谐一维滤波阵列的带通滤波器，包括微带线8、输入输出过渡结构7、介质波导，所述介质波导为基片介质波导或基片集成波导；所述介质波导包括从上至下依次层叠设置的上金属层1、介质基片2、下金属层3，以覆盖在介质基片2的上金属层1、下金属层3及两侧壁包边金属层4构成填充与介质基片2相同材料的矩形波导腔；还包括可调谐一维滤波阵列，所述可调谐一维滤波阵列相向对称设置在所述介质波导的上金属层1的宽边中心线和下金属层3的宽边中心线上，且分别呈一字形排列；所述可调谐一维滤波阵列包括至少三个形状为环形的一维滤波单元，且在相邻的一维滤波单元之间设置变容二极管芯片11；所述上金属层1上相邻的一维滤波单元之间中心线的中点处设置反焊盘9和内圆金属层焊盘10；所述内圆金属层焊盘10通过变容二极管芯片11与上金属层1连接；所述内圆金属层焊盘10中心位置设置金属通孔12并穿过介质基片2至下金属层3，在所述下金属层3上设置与上金属层1上位置对称、大小相等的反焊盘9；所述上金属层1的长边方向的两侧分别依次连接微带线8、输入输出过渡结构7和可调谐一维滤波阵列的介质波导；所述微带线8和输入输出过渡结构7的正下方，在下金属层3的宽边中心线上设置长方形的DGS结构13。

所述一维滤波单元以中心位设置的面积为最大，中心位左右两侧分别设置的一维滤波单元的面积从中间向两端依次渐变减小，且一维滤波单元以介质基片2长度方向和宽度方向的中心线为基准对称排列；

所述一维滤波单元包括EBG周期性单元5和内圆金属层6；

所述一维滤波单元的面积根据低副瓣阵列天线理论设计，按照n元线阵的切比雪夫阵函数或泰勒阵函数的幅度系数加权值变化，综合得出各一维滤波单元的激励幅度分布，使得一维滤波单元的面积S_i＝π×(R_i²-r_i²)服从于切比雪夫分布或泰勒分布，其中，R_i为EBG周期性单元5的外圆半径；r_i为内圆金属层6的内圆半径；i＝1～5。

本发明提出的一种基于可调谐一维滤波阵列的带通滤波器的进一步优选方案是：

所述上金属层1的长边方向的两侧分别依次连接微带线8、输入输出过渡结构7和可调谐一维滤波阵列的介质波导；所述微带线8和输入输出过渡结构7的正下方，在下金属层3的宽边中心线上设置长方形的DGS结构13。

所述反焊盘9、内圆金属层焊盘10和金属通孔12以介质基片2长度方向和宽度方向的中心线为基准对称排列。

所述介质基片2的材质为99.6％Al₂O₃的陶瓷、聚四氟乙烯、液晶聚合物、LTCC或高阻硅。

所述环形的一维滤波单元为圆环形、方环形或三角环形的一维滤波单元。

所述介质波导上靠外侧的一维滤波单元的环形中心与介质波导端口之间的距离为S₀，该S₀为上金属层1上设有一维滤波单元的带通滤波器的通带上边频点波导波长的四分之一。

所述输入输出过渡结构7的接地共面波导传输线的长度为d、间隙宽度为W_s。

所述DGS结构13的长度为L_d、宽度为W_d；DGS结构13的中心点与介质波导上靠外侧的一维滤波单元的环形中心点的距离为S₁。

所述DGS结构13以介质基片2长度方向和宽度方向的中心线为基准对称。

所述微带线8、输入输出过渡结构7以介质基片2长度方向和宽度方向的中心线为基准对称。

所述微带线8的特性阻抗为50欧姆。

根据本发明提出的一种基于可调谐一维滤波阵列的带通滤波器的设计方法，具体包括：

1)利用低副瓣阵列天线设计中的切比雪夫或泰勒阵函数加权方法，设计在介质波导或基片集成波导腔上金属层1和下金属层3上蚀刻的一维滤波单元，其面积按照n元线阵的切比雪夫阵函数或泰勒阵函数的幅度系数加权值变化；综合得出各一维滤波单元的激励幅度分布，使得一维滤波单元的面积S_i＝π×(R_i²-r_i²)服从于切比雪夫分布或泰勒分布；

2)利用介质波导的高通特性，通过介质波导的宽边尺寸W的选取，得到相应的高通滤波截止频率其中：c为真空中的光速、ε_r为介质基片2的介电常数，然后设计带通滤波器通带的下边频点；

3)在所述上金属层1和下金属层3的宽边中心线上，按照切比雪夫或泰勒阵函数的幅度系数变化范围计算一维滤波单元尺寸，得到相应的低通滤波特性，使其与介质波导的高通特性相结合构成带通滤波器；

4)在所述上金属层1上相邻的一维滤波单元之间中心线的中点处设置反焊盘9和内圆金属层焊盘10；所述内圆金属层焊盘10通过变容二极管芯片11与上金属层1连接；所述内圆金属层焊盘10中心位置设置金属通孔12并穿过介质基片2至下金属层3，在所述下金属层3上设置与上金属层1上位置对称、大小相等的反焊盘9，从而用于带通滤波器通带中心频率、阻带频率的调谐。

根据提出的一种基于可调谐一维滤波阵列的带通滤波器的设计方法的进一步优选方案是：

所述一维滤波单元的周期长度a_i(i＝1～5)为位于带通滤波器阻带中心频率处波导波长的二分之一，由此根据相邻的一维滤波单元之间的间距设计所需的阻带频率；或者采用周期长度线性渐变的方法，以阻带中心频率处的波导波长的二分之一作为中间的一个周期保持不变，沿一个方向周期长度线性增加，沿另一个方向线性减小；或者以阻带中心频率处的波导波长的二分之一作为最小或最大的周期长度，沿一个方向周期长度线性增加或减小。

所述介质基片2选用材质为99.6％Al₂O₃的陶瓷基板经薄膜工艺制成，或者选用材质为聚四氟乙烯、液晶聚合物或LTCC经薄膜工艺制成，或者选用材质为高阻硅经MEMS工艺制成。

下面结合附图进一步详细说明本发明的具体实施例。

实施例1。如图1和图10所示，本发明提出的一种单层一维滤波阵列带通滤波器，包括上金属层1、介质基片2、下金属层3、介质基片2的两侧壁的包边金属层4、介质形状为圆环形的EBG周期性单元5、内圆金属层6、输入输出过渡结构7、微带线8。其中：圆环形(如图14所示)的EBG周期性单元5蚀刻在上金属层1上，EBG周期性单元5的数量以不少于3个为佳，一般为3～12个，本实施例1蚀刻的EBG周期性单元5的数量为10个；微带线8通过输入输出过渡结构7实现与介质波导腔的连接；微带线8、输入输出过渡结构7以介质基片2长度方向和宽度方向的中心线为基准对称(如图9所示)；该带通滤波器采用薄膜工艺加工制成，所述介质基片2采用99.6％Al₂O₃的陶瓷基板，该陶瓷基板的厚度为h＝0.127mm，也可以采用相同厚度的聚四氟乙烯基板、液晶聚合物基板、LTCC基板或者高阻硅衬底。图9中d为接地共面波导传输线的长度、W_s为间隙宽度。所述介质形状还可以为方环形(如图15所示)或三角环形(如图16所示)等其它几何形状的EBG周期性单元5。

实施例2。如图2所示，本发明提出的一种双层一维滤波阵列带通滤波器包括上金属层1、介质基片2、下金属层3，介质基片2的两侧壁的包边金属层4、介质形状为圆环形的EBG周期性单元5、内圆金属层6、输入输出过渡结构7、微带线8、DGS结构13。图2所示微带线8和输入输出过渡结构7的正下方，在下金属层3的宽边中心线上设置长方形的DGS结构13。其中：

圆环形(如图14所示)的EBG周期性单元5分别蚀刻在上金属层1和下金属层3上，上、下金属层上的EBG周期性单元的数量均不少于3个为佳，一般为3～12个，本实施例2所述上、下金属层上蚀刻的EBG周期性单元的数量均为10个；微带线8通过输入输出过渡结构7实现与介质波导腔的连接；微带线8、输入输出过渡结构7以介质基片2的长度方向和宽度方向的中心线为基准对称(如图9所示)；DGS结构13以介质基片2的长度方向和宽度方向的中心线为基准对称；所述介质基片2采用99.6％Al₂O₃的陶瓷基板，该陶瓷基板的厚度为h＝0.127mm，也可以采用相同厚度的聚四氟乙烯基板、液晶聚合物基板、LTCC基板或者高阻硅衬底；图9中d为接地共面波导传输线的长度、W_s为间隙宽度；DGS结构13的长度为L_d、宽度为W_d；DGS结构13的中心点与介质波导上靠外侧的一维滤波单元的环形中心点的距离为S₁；所述介质形状还可以为方环形(如图15所示)或三角环形(如图16所示)等其它几何形状的EBG周期性单元5。

实施例3。如图3、图4、图5、图6和图11所示，本发明提出的一种基于可调谐一维滤波阵列的带通滤波器包括上金属层1、介质基片2、下金属层3、介质基片2的两侧壁的包边金属层4、介质形状为圆环形的EBG周期性单元5、内圆金属层6、输入输出过渡结构7、微带线8、反焊盘9、内圆金属层焊盘10、变容二极管芯片11、金属通孔12、DGS结构13。图3所示微带线8和输入输出过渡结构7的正下方，在下金属层3的宽边中心线上设置长方形的DGS结构13。图3所示的可调谐机构包括反焊盘9、内圆金属层焊盘10、变容二极管芯片11和金属通孔12。其中：

圆环形(如图14所示)的EBG周期性单元5(如图8所示)分别蚀刻在上金属层1和下金属层3上，所述上、下金属层上的EBG周期性单元5的数量均不少于3个为佳，一般为3～12个，本实施例3所述上、下金属层上蚀刻的EBG周期性单元5的数量均为10个；微带线8通过输入输出过渡结构7实现与介质波导腔的连接；微带线8、输入输出过渡结构7以介质基片2的长度方向和宽度方向的中心线为基准对称(如图9所示)；DGS结构13以介质基片2长度方向和宽度方向的中心线为基准对称；反焊盘9、内圆金属层焊盘10和金属通孔12以介质基片2的长度方向和宽度方向的中心线为基准对称排列。该带通滤波器采用薄膜工艺加工制成，所述介质基片2采用99.6％Al₂O₃的陶瓷基板，该陶瓷基板的厚度为h＝0.127mm，也可以采用相同厚度的聚四氟乙烯基板、液晶聚合物基板、LTCC基板或者高阻硅衬底。图9中d为接地共面波导传输线的长度、W_s为间隙宽度；图4中DGS结构13的长度为L_d、宽度为W_d；DGS结构13的中心点与介质波导上靠外侧的一维滤波单元的环形中心点的距离为S₁；所述介质形状还可以为方环形(如图15所示)或三角环形(如图16所示)等其它几何形状的EBG周期性单元5。

实施例1所述的单层一维滤波阵列是在介质基片2的上金属层1上设置10个圆环形的EBG周期性单元5；实施例2所述的双层一维滤波阵列是在介质基片2的上金属层1和下金属层3上分别设置10个圆环形的EBG周期性单元5；实施例3所述的可调谐一维滤波阵列是在介质基片2的上金属层1和下金属层3上分别设置的10个圆环形的EBG周期性单元5。实施例1至3所述的EBG周期性单元5左右对称，沿传输方向从介质基片2的长度方向中心线向左右两侧对称展开，具体物理参数如下：

1)将EBG周期性单元5中的外圆环半径依次设为：R₁、R₂、R₃、R₄、R₅；

2)将内圆金属层6的圆半径依次设为：r₁、r₂、r₃、r₄、r₅；

3)以相邻的EBG周期性单元5之间的间距为周期长度，该周期长度依次设为a₁、a2、a3、a4、a5；

4)设S₀为靠外侧的一维滤波结构的环形中心与介质波导端口之间的距离，W_m为微带线8线宽，W、L分别为介质波导横截面尺寸的宽度和长度。

5)设长方形的DGS结构13的长度为L_d、宽度为W_d；S₁为DGS的中心与介质波导上靠外侧的一维滤波结构的环形中心的距离。

实施例1至3中介质波导的宽度W为1.1mm，可得到相应的高通滤波截止频率，图18为如图7的介质波导传输线的高通滤波特性，截止频率f_c＝44GHz，在加载一维滤波阵列结构之后，该截止频率会提高到50GHz左右，从而设计带通滤波器通带的下边频点；在介质波导的上金属层1或者上金属层1和下金属层3的宽边中心线上，利用低副瓣阵列天线设计中阵函数加权的方法，以主次比值决定阵函数的系数为依据，主次比值为20dB～50dB，本实施例1至3取值25dB；使环形的EBG周期性单元5的面积S_i＝π×(R_i²-r_i²)服从切比雪夫或泰勒分布，并按照切比雪夫或泰勒阵函数的幅度系数变化，得到相应的低通滤波截止频率，即带通滤波器通带的上边频点，从而获得带通滤波性能；一维滤波单元的周期长度a_i(其中i＝1～5)为位于带通滤波器的阻带中心频率处波导波长的二分之一；可根据相邻的一维滤波单元之间的间距设计所需的阻带频率；或者采用周期长度线性渐变的方法，以阻带中心频率处的波导波长的二分之一作为中间的一个周期保持不变，沿一个方向周期长度线性增加，沿另一个方向线性减小；或者以阻带中心频率处的波导波长的二分之一作为最小或最大的周期长度，沿一个方向周期长度线性增加或减小。

具体设计步骤如下：

⑴一维滤波单元的周期长度a_i(i＝1～5)均设为阻带中心频率处的波导波长的二分之一，记为a。

⑵以介质基片2长度方向中心线两侧的EBG周期性单元5的尺寸为基准，令为“填充因子”，(i＝1～5)为“环比”，由此求出该单元的外圆半径R₁和内圆金属层6半径r₁，则介质基片2长度方向中心线两侧的两个圆环面积采用S₁＝π×(R₁²-r₁²)得出。

⑶切比雪夫多项式可以表示为：T_m(z)＝cos[m>-1(z)]，|z|≤1；

将n元线阵的阵函数与m＝n-1阶的切比雪夫多项式相对应，即可得到切比雪夫阵列的幅度系数加权值：

(偶数个数单元n＝2N)；

其中，R既是主次比。

将n元线阵的阵函数与泰勒多项式相对应，即可得到泰勒阵列的幅度系数加权值：

(偶数个数单元n＝2N)；

其中，j＝0,1,2,…,(N-1)，L＝(n-1)a；

σ和A²由主次比值可查表求得，σ为波瓣展宽因子。

根据阵函数加权的方法，对上金属层1或/和下金属层3上分别设置的10个EBG周期性单元5，主次比值为25dB，有：

①根据切比雪夫综合法，各EBG周期性单元5的激励幅值如图12所示，具体为：

I₅＝0.3950、I₄＝0.5056、I₃＝0.7214、I₂＝0.8993、I₁＝1.0、I₁＝1.0、I₂＝0.8993、I₃＝0.7214、I₄＝0.5056、I₅＝0.3950；

②根据泰勒综合法，各EBG周期性单元5激励幅值如图13所示，具体为：

I₅＝0.4126、I₄＝0.5131、I₃＝0.7249、I₂＝0.9009、I₁＝1.0、I₁＝1.0、I₂＝0.9009、I₃＝0.7249、I₄＝0.5131、I₅＝0.4126。

其中，介质基片2长度方向中心线两侧的两个EBG周期性单元5的幅值为：I₁＝1.0；其余单元的幅值I_i(i＝2～5)按上述取值变化。

⑷EBG周期性单元5的面积S_i服从切比雪夫或泰勒分布，并按照切比雪夫或泰勒阵函数的幅度系数变化，可以得出S_i(i＝2～5)，即：

①切比雪夫阵列：S₂＝0.8993S₁、S₃＝0.7214S₁、S₄＝0.5056S₁、S₅＝0.3950S₁；

②泰勒阵列：S₂＝0.9009S₁、S₃＝0.7249S₁、S₄＝0.5131S₁、S₅＝0.4126S₁。

⑸根据公式及S_i＝π×(R_i²-r_i²)(i＝2～5)，可分别得出其余各EBG周期性单元5的R_i和r_i值。

⑹设计靠外侧的一维滤波结构的环形中心与介质波导端口之间的距离S₀，可获得一维滤波结构与介质波导间最佳的匹配；一般，该S₀为上金属层1上设有一维滤波单元的带通滤波器的通带上边频点波导波长的四分之一。

⑺设计接地共面波导传输线的长度d和间隙宽度W_s，可以调节输入输出过渡结构7的匹配，获得最佳性能。

⑻设计长方形的DGS结构的长度为L_d、宽度为W_d，获得最佳性能；设计DGS的中心与介质波导上靠外侧的一维滤波结构的环形中心的距离S₁，当S₁＝S₀时，滤波器性能最佳。

图3所示的可调谐一维滤波阵列带通滤波器因下金属层上蚀刻有EBG单元5、DGS结构13，并设置有金属通孔；所以在电路装配时，金属壳体底面相应位置需开槽，以让开EBG、DGS结构和金属通孔，避免短路。变容二极管芯片焊接在内圆金属层焊盘与上金属层之间，变容二极管芯片的偏置电压可以通过跨接在各变容二极管芯片上表面和外部偏置电路之间的金丝键合引入，滤波器的通带中心频率可以通过变容二极管芯片的偏置电压进行控制。如图17所示，位于输入输出端的DGS结构等效于电容、电感并联的谐振电路，通过在特定频率上产生衰减极点，来改善滤波器的带内和带外抑制性能；图17中编号为1、2、…10方框代表的数量为上金属层1或/和下金属层3上分别设置的10个EBG单元；金属通孔等效为电感L_i；改变偏置电压，可以改变变容二极管的可变电容C_Vi，相当于介质波导传输线等效电路中的电抗分量发生了改变，上金属层相邻的一维滤波单元之间的间距电长度随之而改变，同时通过金属通孔等效的电感L_i分量使下金属层相邻的一维滤波单元之间的间距电长度也随之而改变，这样就会导致阻带频率地改变，从而引起滤波器通带中心频率的改变。

图19和图20为如图1所示的本发明提出的一种单层一维滤波阵列带通滤波器的幅频特性仿真和测试结果对比示意图。测试夹具包括：一对同轴波导转换和一对波导微带转换。其中，图19为基于切比雪夫渐变技术的一维滤波阵列带通滤波器，实测3dB带宽频率范围：49.85GHz～59.1GHz，带宽：17％，带内插入损耗最小值为1.45dB，反射损耗≤-10dB，实测通带带宽比仿真值缩减1GHz；设计阻带中心频率为：70GHz，阻带抑制仿真值为：63dB。图20为基于泰勒渐变技术的一维滤波阵列带通滤波器，实测3dB带宽频率范围：50.25GHz～59.4GHz，带宽：16.7％，带内插入损耗最小值为1.3dB，反射损耗≤-9dB，实测通带带宽比仿真值缩减1GHz；设计阻带中心频率为：70GHz，阻带抑制仿真值为：60dB。

图21为如图2所示的本发明提出的一种双层一维滤波阵列带通滤波器幅频特性仿真结果对比示意图，该带通滤波器的一维滤波阵列服从切比雪夫分布。图1所示的单层一维滤波阵列滤波器的3dB带宽频率范围：50.1GHz～60.1GHz，带宽：18％，带内反射损耗≤-12.6dB；图2所示的DGS结构结合双层一维滤波阵列滤波器的3dB带宽频率范围：51.48GHz～58.83GHz，带宽：13.3％，带内反射损耗≤-20dB。可以看出在图1所示滤波器的下金属层上增加DGS和一维滤波阵列结构后，滤波器通带中心频率变化不大，但带宽减小26.5％，通带性能获得很大改善，上下边频的带外抑制更加陡峭，同时在48.5GHz和63GHz频点处引入两个传输零点。

图22和图23为如图3所示本发明提出的一种基于可调谐一维滤波阵列的带通滤波器幅频特性仿真结果对比示意图，该带通滤波器的可调谐一维滤波阵列服从切比雪夫分布。为了简化分析，仿真中用不同容值的集总电容来模拟变容二极管的可变电容，并在同次调谐过程中，9个变容二极管的电容取相同容值C(C₁＝C₂＝…＝C₉＝C)，这样足以证明本发明提出的可调谐概念的有效性。将变容二极管的可变电容值从0.02pF增加至1.0pF，滤波器通带中心频率从57.1GHz下降至53.73GHz，等效于6.1％的调谐范围；通带带宽也有下降趋势，从13.3％下降至11.95％；带内外性能变化不大，滤波器形状保持良好，调谐性能稳定。

以上实施例的仿真结果与试验结果均验证了本发明具有显著的新创性和实用性。

本发明的具体实施方式中凡未涉及的说明属于本领域公知的技术，可参考公知技术加以实施。

本发明经反复试验验证，取得了满意的效果。以上具体实施方式及实施例是对本发明提出的一种基于可调谐一维滤波阵列的带通滤波器及其设计方法技术思想的具体支持，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在本技术方案基础上所做的任何等同变化或等效的改动，均仍属于本发明技术方案保护的范围。