级联H桥型电力电子变压器功率模块电磁暂态仿真模型

摘要

一种级联H桥型电力电子变压器功率模块电磁暂态仿真模型，由第(一)部分AC/DC变换器仿真模型、第(二)部分原边电容仿真模型、第(三)部分高频隔离型DC/DC变换器仿真模型和第(四)部分副边电容仿真模型组成。该模型可降低功率模块仿真电路节点导纳矩阵的维数，并且避免高频开关动作导致仿真电路节点导纳矩阵参数频繁切换，提高功率模块电磁暂态仿真速度。本发明采用两种不同的时间尺度进行仿真，依据功率模块多种开关频率的特性采用不同时间尺度仿真计算，进一步提高功率模块电磁暂态仿真速度。

说明书

技术领域

本发明涉及一种级联H桥型电力电子变压器功率模块的仿真模型。

背景技术

电力电子变压器(Power Electronic Transformer，PET)又称固态变压器(SolidState Transformer,SST)和柔性变压器(Flexible Transformer,FT)，是通过电力电子变换电路进行电能变换，并采用中高频变压器进行磁耦合与隔离的电能变换装置。它具有灵活的交直流电能变换、能量流向可控、功率因素可调、无功补偿、谐波补偿和快速主动保护等优点，在能源互联网及智能电网中具有较好的应用。

在中高压应用领域，级联H桥型电力电子变压器是研究较为广泛的典型拓扑之一，级联H桥型电力电子变压器由多个功率模块采用交流侧串联直流侧并联方式连接构成。级联H桥型电力电子变压器每个功率模块主要包括AC/DC变换器和高频隔离型DC/DC变换器两个环节，AC/DC变换器主要实现高压侧电压的交直流变换，高频隔离型DC/DC变换器由高频变压器实现电压等级变换和电气隔离。由于级联H桥型电力电子变压器交流侧可实现多电平电压输出，因此对于50赫兹电网其单个AC/DC变换器的开关频率可相对较低，通常为几百赫兹。为了减小级联H桥型电力电子变压器中高频变压器的体积，高频隔离型DC/DC变换器开关频率相对较高，通常为几千赫兹。当对级联H桥型电力电子变压器功率模块进行电磁暂态仿真时，为了体现高频隔离型DC/DC变换器高频电磁暂态特性其仿真步长较短，因此较难实现大规模级联H桥型电力电子变压器离线或者实时仿真。CN104866656A提出了一种H桥型MMC换流器的桥臂等效电路，该方法仅适用H桥拓扑结构功率模块换流器的快速仿真，而级联H桥型电力电子变压器功率模块包括H桥和高频隔离型DC/DC变换器两个环节。CN109271698A提出了一种谐振型双有源桥变换器建模方法，该方法只是在平均值模型基础上建立谐振型双有源桥变换器的小信号模型，其无法实现级联H桥型电力电子变压器功率模块的电磁暂态仿真。

发明内容

本发明目的是克服现有技术的缺点，提出一种级联H桥型电力电子变压器功率模块多时间尺度电磁暂态仿真模型，本发明可提高级联H桥型电力电子变压器功率模块的仿真速度。

本发明级联H桥型电力电子变压器功率模块电磁暂态仿真模型，由第(一)部分AC/DC变换器仿真模型、第(二)部分原边电容仿真模型、第(三)部分高频隔离型DC/DC变换器仿真模型和第(四)部分副边电容仿真模型组成；所述的第(一)部分AC/DC变换器仿真模型由第一受控电压源U_chb1、第二受控电压源U_chb2、第一二极管D_a1和第二二极管D_a2组成；第一受控电压源U_chb1的负极与第一二极管D_a1的阳极相连接，第一二极管D_a1的阴极分别与第二二极管D_a2的阳极及端口AC-相连接，第一受控电压源U_chb1的正极分别与第二受控电压源U_chb2的正极及端口AC+相连；所述的第(二)部分原边电容仿真模型由第一受控电流源I_hc、第二受控电流源I_pc及原边电容C_p组成；原边电容C_p的一端分别与第一受控电流源I_hc的正极及第二受控电流源I_pc的负极相连，原边电容C_p的另一端分别与第一受控电流源I_hc的负极及第二受控电流源I_pc的正极相连；所述的第(三)部分高频隔离型DC/DC变换器仿真模型由第三受控电压源U_pr、第四受控电压源U_sr、谐振电感L_r、谐振电容C_r和谐振电阻R_r组成；第三受控电压源U_pr的正极与谐振电感L_r的一端相连接，谐振电感L_r的另一端与谐振电容C_r的一端相连接，谐振电容C_r的另一端与谐振电阻R_r的一端相连接，谐振电阻R_r的另一端与第四受控电压源U_sr正极相连接，第三受控电压源U_pr的负极与第四受控电压源U_sr的负极相连接；所述的第(四)部分副边电容仿真模型由第三受控电流源I_sc和副边电容C_s构成；副边电容C_s的一端分别与第三受控电流源I_sc的正极及端口DC+相连接，副边电容C_s的另一端分别与第三受控电流源I_sc的负极及端口DC-相连接；本发明功率模块仿真模型可降低功率模块仿真电路节点导纳矩阵的维数，并且避免高频开关动作导致仿真电路节点导纳矩阵参数频繁切换，提高功率模块电磁暂态仿真速度。

所述的第(一)部分AC/DC变换器仿真模型中，第一受控电压源U_chb1的电压值和第二受控电压源U_chb2的电压值由原边电容C_p的电容电压U_pc、第一开关S₁、第二开关S₂、第三开关S₃和第四开关S₄的开关状态决定；不考虑同一桥臂任意两只开关同时开通和死区影响，当第一开关S₁、第二开关S₂、第三开关S₃和第四开关S₄都为关断状态，第一受控电压源U_chb1的电压值为原边电容C_p电容电压U_pc，第二受控电压源U_chb2的电压值为原边电容C_p电容电压U_pc值的负数；当第一开关S₁为开通状态、第二开关S₂为关断状态、第三开关S₃为开通状态、第四开关S₄为关断状态，第一受控电压源U_chb1的电压值为零，第二受控电压源U_chb2的电压值为零；当第一开关S₁为关闭状态、第二开关S₂为开通状态、第三开关S₃为关闭状态、第四开关S₄为开通状态，第一受控电压源U_chb1的电压值为零，第二受控电压源U_chb2的电压值为零；当第一开关S₁为开通状态、第二开关S₂为关断状态、第三开关S₃为关断状态、第四开关S₄为开通状态，第一受控电压源U_chb1的电压值为原边电容C_p电容电压U_pc，第二受控电压源U_chb2的电压值为原边电容C_p电容电压U_pc；当第一开关S₁为关断状态、第二开关S₂为开通状态、第三开关S₃为开通状态、第四开关S₄为关断状态，第一受控电压源U_chb1的电压值为原边电容C_p电容电压U_pc值的负数，第二受控电压源U_chb2的电压值为原边电容C_p电容电压U_pc值的负数。

所述的第(二)部分原边电容仿真模型中，第一受控电流源I_hc的电流值由桥臂电流I_arm的电流值及第一开关S₁、第二开关S₂、第三开关S₃和第四开关S₄的开关状态决定，不考虑同一桥臂任意两只开关同时开通和死区影响，当第一开关S₁、第二开关S₂、第三开关S₃和第四开关S₄都为关断状态，第一受控电流源I_hc的电流值为桥臂电流I_arm的电流值取绝对值；当第一开关S₁为开通状态、第二开关S₂为关断状态、第三开关S₃为开通状态、第四开关S₄为关断状态，第一受控电流源I_hc的电流值为零；当第一开关S₁为关闭状态、第二开关S₂为开通状态、第三开关S₃为关闭状态、第四开关S₄为开通状态，第一受控电流源I_hc的电流值为零；当第一开关S₁为开通状态、第二开关S₂为关断状态、第三开关S₃为关断状态、第四开关S₄为开通状态，第一受控电流源I_hc的电流值为桥臂电流I_arm的电流值；当第一开关S₁为关断状态、第二开关S₂为开通状态、第三开关S₃为开通状态、第四开关S₄为关断状态，第一受控电流源I_hc的电流值为桥臂电流I_arm电流值的负数；第二受控电流源I_pc的电流值由原边谐振电流I_pr的电流值及第五开关S₅、第六开关S₆、第七开关S₇和第八开关S₈的开关状态决定，不考虑任意同一桥臂两只开关同时开通和死区影响，由于高频变压器和谐振电容具有隔离直流功能，因此不考虑所有开关全为关断状态，当第五开关S₅为开通状态、第六开关S₆为关断状态、第七开关S₇为开通状态、第八开关S₈为关断状态，第二受控电流源I_pc的电流值为零；当第五开关S₅为关闭状态、第六开关S₆为开通状态、第七开关S₇为关闭状态、第八开关S₈为开通状态，第二受控电流源I_pc的电流值为零；当第五开关S₅为开通状态、第六开关S₆为关断状态、第七开关S₇为关断状态、第八开关S₈为开通状态，第二受控电流源I_pc的电流值为原边谐振电流I_pr的电流值；当第五开关S₅为关断状态、第六开关S₆为开通状态、第七开关S₇为开通状态、第八开关S₈为关断状态，第二受控电流源I_pc的电流值为原边谐振电流I_pr电流值的负数。

所述的第(三)部分高频隔离型DC/DC变换器仿真模型中，谐振电感L_r的电感值为原边谐振电感L_rp的电感值，将高频变压器T_r副边谐振电容C_rs的电容值折算为高频变压器T_r原边的电容值，并将折算后的高频变压器T_r副边谐振电容C_rs与原边谐振电容C_rp串联连接，得到谐振电容C_r电容值如式(1)所示：

式中，C_rp为原边谐振电容的电容值，C_rs为副边谐振电容的电容值，n_p为高频变压器T_r的原边线圈匝数，n_s为高频变压器T_r的副边线圈匝数，r代表谐振部分，p代表高频变压器T_r原边元件，s代表高频变压器T_r副边元件。

第三受控电压源U_pr的电压值由原边电容C_p的电压值U_pc及第五开关S₅、第六开关S₆、第七开关S₇和第八开关S₈的开关状态决定，不考虑同一桥臂任意两只开关同时开通和死区影响，由于高频变压器和谐振电容具有隔离直流功能，因此不考虑所有开关全为关断状态的情况；当第五开关S₅为开通状态、第六开关S₆为关断状态、第七开关S₇为开通状态、第八开关S₈为关断状态，第三受控电压源U_pr的电压值为零；当第五开关S₅为关闭状态、第六开关S₆为开通状态、第七开关S₇为关闭状态、第八开关S₈为开通状态，第三受控电压源U_pr的电压值为零；当第五开关S₅为开通状态、第六开关S₆为关断状态、第七开关S₇为关断状态、第八开关S₈为开通状态，第三受控电压源U_pr的电压值为原边电容C_p电压值U_pc；当第五开关S₅为关断状态、第六开关S₆为开通状态、第七开关S₇为开通状态、第八开关S₈为关断状态，第三受控电压源U_pr的电压值为原边电容C_p电压值U_pc的负数；第四受控电压源U_sr的电压值由副边电容C_s的电压值U_sc及第九开关S₉、第十开关S₁₀、第十一开关S₁₁和第十二开关S₁₂的开关状态决定，不考虑同一桥臂任意两只开关同时开通和死区影响，由于高频变压器和谐振电容具有隔离直流功能，因此不考虑所有开关全为关断状态的情况；当第九开关S₉为开通状态、第十开关S₁₀为关断状态、第十一开关S₁₁为开通状态、第十二开关S₁₂为关断状态，第四受控电压源U_sr的电压值为零；当第九开关S₉为关闭状态、第十开关S₁₀为开通状态、第十一开关S₁₁为关闭状态、第十二开关S₁₂为开通状态，第四受控电压源U_sr的电压值为零；当第九开关S₉为开通状态、第十开关S₁₀为关断状态、第十一开关S₁₁为关断状态、第十二开关S₁₂为开通状态，第四受控电压源U_sr的电压值为副边电容C_s的电压值U_sc；当第九开关S₉为关断状态、第十开关S₁₀为开通状态、第十一开关S₁₁为开通状态、第十二开关S₁₂为关断状态，第四受控电压源U_sr的电压值为副边电容C_s的电压值U_sc的负数；原边谐振电流I_pr的电流值通过由第三受控电压源U_pr、第四受控电压源U_sr、谐振电感L_r、谐振电容C_r和谐振电阻R_r组成的所述仿真模型的第(三)部分电路计算得出，副边谐振电流I_sr可由式(2)计算得出：

式中，I_pr为原边谐振电流，n_p为高频变压器T_r的原边线圈匝数，n_s为高频变压器T_r的副边线圈匝数，r代表谐振部分，p代表高频变压器T_r原边元件，s代表高频变压器T_r副边元件。

所述的第(四)部分副边电容仿真模型中第三受控电流源I_sc的电流值由副边谐振电流I_sr的电流值及第九开关S₉、第十开关S₁₀、第十一开关S₁₁和第十二开关S₁₂的开关状态决定，不考虑同一桥臂任意两只开关同时开通和死区影响，由于高频变压器和谐振电容具有隔离直流功能，因此不考虑所有开关全为关断状态的情况；当第九开关S₉为开通状态、第十开关S₁₀为关断状态、第十一开关S₁₁为开通状态、第十二开关S₁₂为关断状态，第三受控电流源I_sc的电流值为零；当第九开关S₉为关闭状态、第十开关S₁₀为开通状态、第十一开关S₁₁为关闭状态、第十二开关S₁₂为开通状态，第三受控电流源I_sc的电流值为零；当第九开关S₉为开通状态、第十开关S₁₀为关断状态、第十一开关S₁₁为关断状态、第十二开关S₁₂为开通状态，第三受控电流源I_sc的电流值为副边谐振电流I_sr的电流值；当第九开关S₉为关断状态、第十开关S₁₀为开通状态、第十一开关S₁₁为开通状态、第十二开关S₁₂为关断状态，第三受控电流源I_sc的电流值为副边谐振电流I_sr电流值的负数。

所述的仿真模型采用两种时间尺度仿真，分别为第一时间尺度T_s1和第二时间尺度T_s2；第一时间尺度T_s1用于第(三)部分高频隔离型DC/DC变换器仿真模型的仿真，仿真步长不大于数微秒；第二时间尺度T_s2用于第(一)部分AC/DC变换器仿真模型，仿真步长不大于数十微秒；第二时间尺度T_s2用于第(二)部分原边电容仿真模型和第(四)部分副边电容仿真模型的仿真，第二时间尺度T_s2必须为第一时间尺度T_s1的整数倍。本发明仿真模型依据功率模块多种开关频率的特性进行不同时间尺度仿真计算，可进一步提高功率模块电磁暂态仿真速度。

附图说明

图1为级联H桥型电力电子变压器功率模块结构图；

图2为功率模块多时间尺度电磁暂态仿真模型；

图3为功率模块多时间尺度电磁暂态仿真模型时序图；

图4为两种仿真模型仿真结果对比图；

图5两种仿真模型仿真结果对比细节放大图。

具体实施方式

以下结合附图和具体实施方式进一步说明本发明。

图1为级联H桥型电力电子变压器功率模块结构图，所述的级联H桥型电力电子变压器功率模块包括第一开关S₁、第二开关S₂、第三开关S₃、第四开关S₄、第五开关S₅、第六开关S₆、第七开关S₇、第八开关S₈、第九开关S₉、第十开关S₁₀、第十一开关S₁₁、第十二开关S₁₂、原边电容C_p、副边电容C_s，原边谐振电容C_rp、原边谐振电感L_rp、原边谐振电阻R_r、副边谐振电容C_rs、高频变压器T_r，高频变压器原边和副边变比为n_p：n_s；第一开关S₁的集电极与第三开关S₃的集电极、第五开关S₅的集电极、第七开关S₇的集电极和原边电容C_p的一端相连接，第二开关S₂的发射极与第四开关S₄的发射极、第六开关S₆的发射极、第八开关S₈的发射极和原边电容C_p的另一端相连接，第一开关S₁的发射极与第二开关S₂的集电极和端口AC+相连接，第三开关S₃的发射极与第四开关S₄的集电极和端口AC-相连接，第五开关S₅的发射极与第六开关S₆的集电极和原边谐振电容C_rp的一端相连接，第七开关S₇的集电极与第八开关S₈的集电极和高频变压器T_r原边非同名端相连接，原边谐振电容C_rp的另一端与原边谐振电感L_rp的一端相连接，原边谐振电感L_rp的另一端与原边谐振电阻R_r的一端相连接，原边谐振电阻R_r的另一端与高频变压器T_r的原边同名端相连接，第九开关S₉的集电极与第十一开关S₁₁集电极、副边电容C_s的一端和端口DC+相连接，第十开关S₁₀的发射极与第十二开关S₁₂的发射极、副边电容C_s的另一端和端口DC-相连接，第九开关S₉的发射极与第十开关S₁₀的集电极和副边谐振电容C_rs的一端相连接，第十一开关S₁₁的发射极与第十二开关S₁₂的集电极和高频变压器T_r副边非同名端相连接，副边谐振电容C_rs的另一端与高频变压器T_r副边同名端相连接。电力电子变压器功率模块中第五开关S₅、第六开关S₆、第七开关S₇、第八开关S₈、第九开关S₉、第十开关S₁₀、第十一开关S₁₁、第十二开关S₁₂、原边谐振电容C_rp、原边谐振电感L_rp、原边谐振电阻R_r、副边谐振电容C_rs、高频变压器T_r组成电力电子变压器功率模块高频隔离型DC/DC变换器。电力电子变压器功率模块第一开关S₁、第二开关S₂、第三开关S₃、第四开关S₄和原边电容C_p组成电力电子变压器功率模块AC/DC变换器。高频隔离型DC/DC变换器的开关频率高于AC/DC变换器开关频率。

图2为功率模块多时间尺度电磁暂态仿真模型。如图2所示，所述的仿真模型由第(一)部分AC/DC变换器仿真模型、第(二)部分原边电容仿真模型、第(三)部分高频隔离型DC/DC变换器仿真模型和第(四)部分副边电容仿真模型组成；所述的第(一)部分AC/DC变换器仿真模型由第一受控电压源U_chb1、第二受控电压源U_chb2、第一二极管D_a1和第二二极管D_a2组成；第一受控电压源U_chb1的负极与第一二极管D_a1的阳极相连接，第一二极管D_a1的阴极分别与第二二极管D_a2的阳极及端口AC-相连接，第一受控电压源U_chb1的正极分别与第二受控电压源U_chb2的正极及端口AC+相连；所述的第(二)部分原边电容仿真模型由第一受控电流源I_hc、第二受控电流源I_pc及原边电容C_p组成；原边电容C_p的一端分别与第一受控电流源I_hc的正极及第二受控电流源I_pc的负极相连，原边电容C_p的另一端分别与第一受控电流源I_hc的负极及第二受控电流源I_pc的正极相连；所述的第(三)部分高频隔离型DC/DC变换器仿真模型由第三受控电压源U_pr、第四受控电压源U_sr、谐振电感L_r、谐振电容C_r和谐振电阻R_r组成；第三受控电压源U_pr的正极与谐振电感L_r的一端相连接，谐振电感L_r的另一端与谐振电容C_r的一端相连接，谐振电容C_r的另一端与谐振电阻R_r的一端相连接，谐振电阻R_r的另一端与第四受控电压源U_sr正极相连接，第三受控电压源U_pr的负极与第四受控电压源U_sr的负极相连接；所述的第(四)部分副边电容仿真模型由第三受控电流源I_sc和副边电容C_s构成；副边电容C_s的一端分别与第三受控电流源I_sc的正极及端口DC+相连接，副边电容C_s的另一端分别与第三受控电流源I_sc的负极及端口DC-相连接；所述的功率模块仿真模型可降低功率模块仿真电路节点导纳矩阵的维数，并且避免高频开关动作导致仿真电路节点导纳矩阵参数频繁切换，提高功率模块电磁暂态仿真速度。

所述的第(一)部分AC/DC变换器仿真模型中，第一受控电压源U_chb1的电压值和第二受控电压源U_chb2的电压值由原边电容C_p的电容电压U_pc、第一开关S₁、第二开关S₂、第三开关S₃和第四开关S₄的开关状态决定；不考虑同一桥臂任意两只开关同时开通和死区影响，当第一开关S₁、第二开关S₂、第三开关S₃和第四开关S₄都为关断状态，第一受控电压源U_chb1的电压值为原边电容C_p电容电压U_pc，第二受控电压源U_chb2的电压值为原边电容C_p电容电压U_pc值的负数；当第一开关S₁为开通状态、第二开关S₂为关断状态、第三开关S₃为开通状态、第四开关S₄为关断状态，第一受控电压源U_chb1的电压值为零，第二受控电压源U_chb2的电压值为零；当第一开关S₁为关闭状态、第二开关S₂为开通状态、第三开关S₃为关闭状态、第四开关S₄为开通状态，第一受控电压源U_chb1的电压值为零，第二受控电压源U_chb2的电压值为零；当第一开关S₁为开通状态、第二开关S₂为关断状态、第三开关S₃为关断状态、第四开关S₄为开通状态，第一受控电压源U_chb1的电压值为原边电容C_p电容电压U_pc，第二受控电压源U_chb2的电压值为原边电容C_p电容电压U_pc；当第一开关S₁为关断状态、第二开关S₂为开通状态、第三开关S₃为开通状态、第四开关S₄为关断状态，第一受控电压源U_chb1的电压值为原边电容C_p电容电压U_pc值的负数，第二受控电压源U_chb2的电压值为原边电容C_p电容电压U_pc值的负数。

所述的第(二)部分原边电容仿真模型中，第一受控电流源I_hc的电流值由桥臂电流I_arm的电流值及第一开关S₁、第二开关S₂、第三开关S₃和第四开关S₄的开关状态决定，不考虑同一桥臂任意两只开关同时开通和死区影响，当第一开关S₁、第二开关S₂、第三开关S₃和第四开关S₄都为关断状态，第一受控电流源I_hc的电流值为桥臂电流I_arm的电流值取绝对值；当第一开关S₁为开通状态、第二开关S₂为关断状态、第三开关S₃为开通状态、第四开关S₄为关断状态，第一受控电流源I_hc的电流值为零；当第一开关S₁为关闭状态、第二开关S₂为开通状态、第三开关S₃为关闭状态、第四开关S₄为开通状态，第一受控电流源I_hc的电流值为零；当第一开关S₁为开通状态、第二开关S₂为关断状态、第三开关S₃为关断状态、第四开关S₄为开通状态，第一受控电流源I_hc的电流值为桥臂电流I_arm的电流值；当第一开关S₁为关断状态、第二开关S₂为开通状态、第三开关S₃为开通状态、第四开关S₄为关断状态，第一受控电流源I_hc的电流值为桥臂电流I_arm电流值的负数；第二受控电流源I_pc的电流值由原边谐振电流I_pr的电流值及第五开关S₅、第六开关S₆、第七开关S₇和第八开关S₈的开关状态决定，不考虑任意同一桥臂两只开关同时开通和死区影响，由于高频变压器和谐振电容具有隔离直流功能，因此不考虑所有开关全为关断状态，当第五开关S₅为开通状态、第六开关S₆为关断状态、第七开关S₇为开通状态、第八开关S₈为关断状态，第二受控电流源I_pc的电流值为零；当第五开关S₅为关闭状态、第六开关S₆为开通状态、第七开关S₇为关闭状态、第八开关S₈为开通状态，第二受控电流源I_pc的电流值为零；当第五开关S₅为开通状态、第六开关S₆为关断状态、第七开关S₇为关断状态、第八开关S₈为开通状态，第二受控电流源I_pc的电流值为原边谐振电流I_pr的电流值；当第五开关S₅为关断状态、第六开关S₆为开通状态、第七开关S₇为开通状态、第八开关S₈为关断状态，第二受控电流源I_pc的电流值为原边谐振电流I_pr电流值的负数。

所述的第(三)部分高频隔离型DC/DC变换器仿真模型中，谐振电感L_r的电感值为原边谐振电感L_rp的电感值，将高频变压器T_r副边谐振电容C_rs的电容值折算为高频变压器T_r原边的电容值，并将折算后的高频变压器T_r副边谐振电容C_rs与原边谐振电容C_rp串联连接，得到谐振电容C_r电容值如式(1)所示：

式中，C_rp为原边谐振电容的电容值，C_rs为副边谐振电容的电容值，n_p为高频变压器T_r的原边线圈匝数，n_s为高频变压器T_r的副边线圈匝数，r代表谐振部分，p代表高频变压器T_r原边元件，s代表高频变压器T_r副边元件。

第三受控电压源U_pr的电压值由原边电容C_p的电压值U_pc及第五开关S₅、第六开关S₆、第七开关S₇和第八开关S₈的开关状态决定，不考虑同一桥臂任意两只开关同时开通和死区影响，由于高频变压器和谐振电容具有隔离直流功能，因此不考虑所有开关全为关断状态的情况；当第五开关S₅为开通状态、第六开关S₆为关断状态、第七开关S₇为开通状态、第八开关S₈为关断状态，第三受控电压源U_pr的电压值为零；当第五开关S₅为关闭状态、第六开关S₆为开通状态、第七开关S₇为关闭状态、第八开关S₈为开通状态，第三受控电压源U_pr的电压值为零；当第五开关S₅为开通状态、第六开关S₆为关断状态、第七开关S₇为关断状态、第八开关S₈为开通状态，第三受控电压源U_pr的电压值为原边电容C_p电压值U_pc；当第五开关S₅为关断状态、第六开关S₆为开通状态、第七开关S₇为开通状态、第八开关S₈为关断状态，第三受控电压源U_pr的电压值为原边电容C_p电压值U_pc的负数；第四受控电压源U_sr的电压值由副边电容C_s的电压值U_sc及第九开关S₉、第十开关S₁₀、第十一开关S₁₁和第十二开关S₁₂的开关状态决定，不考虑同一桥臂任意两只开关同时开通和死区影响，由于高频变压器和谐振电容具有隔离直流功能，因此不考虑所有开关全为关断状态的情况；当第九开关S₉为开通状态、第十开关S₁₀为关断状态、第十一开关S₁₁为开通状态、第十二开关S₁₂为关断状态，第四受控电压源U_sr的电压值为零；当第九开关S₉为关闭状态、第十开关S₁₀为开通状态、第十一开关S₁₁为关闭状态、第十二开关S₁₂为开通状态，第四受控电压源U_sr的电压值为零；当第九开关S₉为开通状态、第十开关S₁₀为关断状态、第十一开关S₁₁为关断状态、第十二开关S₁₂为开通状态，第四受控电压源U_sr的电压值为副边电容C_s的电压值U_sc；当第九开关S₉为关断状态、第十开关S₁₀为开通状态、第十一开关S₁₁为开通状态、第十二开关S₁₂为关断状态，第四受控电压源U_sr的电压值为副边电容C_s的电压值U_sc的负数；原边谐振电流I_pr的电流值通过由第三受控电压源U_pr、第四受控电压源U_sr、谐振电感L_r、谐振电容C_r和谐振电阻R_r组成的所述仿真模型的第(三)部分电路计算得出，副边谐振电流I_sr可由式(2)计算得出：

式中，I_pr为原边谐振电流，n_p为高频变压器T_r的原边线圈匝数，n_s为高频变压器T_r的副边线圈匝数，r代表谐振部分，p代表高频变压器T_r原边元件，s代表高频变压器T_r副边元件。

所述的第(四)部分副边电容仿真模型中第三受控电流源I_sc的电流值由副边谐振电流I_sr的电流值及第九开关S₉、第十开关S₁₀、第十一开关S₁₁和第十二开关S₁₂的开关状态决定，不考虑同一桥臂任意两只开关同时开通和死区影响，由于高频变压器和谐振电容具有隔离直流功能，因此不考虑所有开关全为关断状态的情况；当第九开关S₉为开通状态、第十开关S₁₀为关断状态、第十一开关S₁₁为开通状态、第十二开关S₁₂为关断状态，第三受控电流源I_sc的电流值为零；当第九开关S₉为关闭状态、第十开关S₁₀为开通状态、第十一开关S₁₁为关闭状态、第十二开关S₁₂为开通状态，第三受控电流源I_sc的电流值为零；当第九开关S₉为开通状态、第十开关S₁₀为关断状态、第十一开关S₁₁为关断状态、第十二开关S₁₂为开通状态，第三受控电流源I_sc的电流值为副边谐振电流I_sr的电流值；当第九开关S₉为关断状态、第十开关S₁₀为开通状态、第十一开关S₁₁为开通状态、第十二开关S₁₂为关断状态，第三受控电流源I_sc的电流值为副边谐振电流I_sr电流值的负数。

如图3所示，功率模块多时间尺度电磁暂态仿真模型采用两种时间尺度仿真，分别为第一时间尺度T_s1和第二时间尺度T_s2；第一时间尺度T_s1用于第(三)部分高频隔离型DC/DC变换器仿真模型的仿真，仿真步长不大于数微秒；第二时间尺度T_s2用于第(一)部分AC/DC变换器仿真模型，仿真步长不大于数十微秒；第二时间尺度T_s2用于第(二)部分原边电容仿真模型和第(四)部分副边电容仿真模型的仿真，第二时间尺度T_s2必须为第一时间尺度T_s1的整数倍。仿真模型依据功率模块多种开关频率特性进行不同时间尺度仿真计算，可进一步提高功率模块电磁暂态仿真速度。

本发明一实例的仿真系统参数如下：

原边电容C_p：3mF；

副边电容C_s：3mF；

原边谐振电容C_rp：30μF；

原边谐振电感L_rp：30μH；

原边谐振电阻R_r：0.1Ω；

副边谐振电容C_rs：104μF；

变压器变比n_p：n_s：1：1；

AC+和AC-端口接入：220V有效值50Hz交流电源，串联电阻2Ω，串联电感15mH；

DC+和DC-端口接入：电阻1000Ω；

仿真步长：1μs；

第一时间尺度T_s1：1μs；

第二时间尺度T_s2：10μs；

将本发明的级联H桥型电力电子变压器功率模块电磁暂态仿真模型及参考模型进行仿真对比，参考模型为PSIM 9.1元件库搭建的仿真模型。图4为两种仿真模型仿真结果对比图，由图4可知两种仿真模型的桥臂电流和原边谐振电流基本重叠在一起，验证了本发明仿真模型的准确性。图5为两种仿真模型仿真结果对比细节放大图，由图5可知本发明功率模块多时间尺度电磁暂态仿真模型采用两种时间尺度仿真，该方法可提高功率模块电磁暂态仿真速度。将六个电力电子变压器功率模块交流侧串联直流侧并联组成电力电子变压器单个桥臂，用多时间尺度快速仿真模型和参考模型在同一台电脑上进行了0.2秒仿真，本发明功率模块电磁暂态仿真模型用时35秒，参考模型用时124秒，充分体了现本发明功率模块电磁暂态仿真模型的快速性。