一种基于波形边缘检测的室内信号达到时间测量方法

摘要

一种基于波形边缘检测的室内信号达到时间测量方法，该方法基于对波形的采样，采用空‑频‑时三维搜索算法，计算某一子载波间隔一个采样周期的相邻区间分别对应的信道状态信息的相位差，通过相位差判断估计信道状态信息值的信号处理区间是否进入波形边缘，得到信号到达时间的估计值。该方法克服了传统子空间方法的缺陷，为信号到达时间估计提供了一条新的思路。

说明书

技术领域

本发明涉及一种室内定位技术，具体涉及室内定位技术的室内信号达到时间测量方法。

背景技术

位置信息，是移动互联网的基本要素，是物联网中重要的感知信息，和人们的生产生活密切相关。室外定位和基于位置的服务已经发展成熟，基于卫星导航和地图的位置服务被广泛应用，并成为各种移动设备使用最多的应用之一。而人类80％以上的时间是在室内环境中活动，如果能够解决室内定位问题，就能实现室内和室外的无缝衔接，是导航领域的重大突破。

近十五年来，各种各样的室内定位技术层出不穷，包括谷歌、微软、苹果、博通等在内的一些科技巨头，以及世界著名的大学都在研究室内定位技术，其未来主要的应用领域包括：室内精准导航、大数据分析、个性化营销、社交网络等。随着智能手机的普及，以及移动互联网的发展，室内定位市场必将蓬勃发展、需求不断攀升，其商业化也将带来一波创新高潮。

室内定位技术主要有：红外线、超声波、射频识别、蓝牙、超宽带、以及无线局域网(WLAN，即Wi-Fi，基于IEEE 802.11协议)等。与Wi-Fi相比，其它室内定位系统均需要部署专用的硬件设备，导致成本高昂；Wi-Fi技术自诞生以来，拥有庞大的客户群体且已经广泛部署。截止到2017年末，Wi-Fi设备累计出货量接近200亿台。Wi-Fi不仅可以连接笔记本和智能手机等上网设备，还可以连接电视、音响、灯具等家用电器，甚至将渗透进入智能联网汽车等领域。未来，Wi-Fi将是物联网和5G网络的重要支撑技术。人们除了通过Wi-Fi设备进行信息传输外，还可以利用Wi-Fi设备进行精确定位。尤其是室内，卫星导航等技术由于信号遮挡，导航接收机接收到的信号受到衰落和散射，无法正确解析当前位置，导致位置信息无法获得。因此，利用广泛部署的Wi-Fi设备接续定位功能具有重要的现实意义。目前基于Wi-Fi的室内定位精度为3米左右，还没有实现高精度的定位。因此，研究基于Wi-Fi的室内定位技术具有广阔的前景和重要的意义。

Wi-Fi室内定位技术主要分为两类，一类是根据信号的指纹参数特征进行指纹匹配；另一类是根据信号的到达时间(TOA)进行几何解算。采用几何解算的现有技术方案中，最常用的是子空间算法。

假设室内多径信道的等效低通信道冲击响应可以表示为

其中，L_p是多径的数量。α_k和τ_k分别是复衰落系数和传播时延。τ_k(0≤k≤L_p-1)按照时延长短从小到大排列，τ₀代表第一径(如果直达径存在，则代表直达径)的传播时延，即TOA。对(1)式进行傅立叶变换，信道的频域响应可以表示为

由于Wi-Fi信号采用正交频分复用(OFDM)体制进行传输，假设OFDM信号一共有L个子载波，测量得到第l个子载波的信道状态信息(信道状态信息)可以表示为

其中，l＝0,1,…,L-1，f₀是信号下边缘载波频率，ω(l)是噪声，均值为零，方差为(3)式可以用矩阵和矢量表示为

x＝H+w＝Va+w

其中

x＝[x(0)x(1)...x(L-1)]^T

H＝[H(f₀)H(f₁)...H(f_L-1)]^T

w＝[ω(0)ω(1)...ω(L-1)]^T

v(τ_k)＝[1>k)…exp[-j2π(L-1)△fτ_k]]

α'_k＝α_k>0τ_k)

若采用MUSIC超分辨率算法，首先求解x的互相关矩阵

其中，A＝E{aa^H}。将R_xx进行特征值分解后按照特征值从大到小排列，第i个特征值对应的特征矢量为q_i，假设L>L_p，噪声空间可以表示为

MUSIC谱可以表示为：

式的第一个峰值对应的τ值就是TOA的估计值τ₀。

采用子空间的方法估计TOA存在三个方面的问题：一、需要满足子载波数量大于多径数量的条件，在实际中这个条件很难满足。室内多径数量通常趋向于无穷多，即使只考虑能量较大的多径，此条件也很难满足。二、由于信号带宽有限，导致时间分辨率不足。例如通常的Wi-Fi信号带宽为20MHz，时间分辨率为1/20MHz＝5ns，空间分辨率为1.5米，使得实现亚米级定位精度存在一定困难。三、估计x的互相关矩阵R_xx需要一定数量的采样快拍，而实际信号体制能提供的快拍数量可能无法满足要求。

发明内容

本发明设计了一种新的TOA估计方法，新方法基于对波形的采样，计算某一子载波间隔一个采样周期的相邻区间分别对应的信道状态信息的相位差，通过相位差判断估计信道状态信息值的信号处理区间是否进入波形边缘，得到TOA的估计值。

一种基于波形边缘检测的室内信号达到时间测量方法，其特征在于：所述方法包括以下步骤:

S1、空域搜索：对接收天线从1到N进行编号，从1到N进行空域搜索，确定信道状态信息幅度值；

S2、频域搜索：子载波数量为L，对子载波从-SCI_max到+SCI_max进行编号，并进行频域搜索，对于某一个子载波，确定信道状态信息幅度值最大的接收天线的编号，其中L＝2SCI_max；

S3、时间搜索：确定子载波和接收天线后，判断准则相位从某一固定值到发生改变的采样时刻；

S4、计算并输出：遍历不同子载波并将出现频率最高的那个采样时刻作为采样时刻的估计值，输出信号的到达时间。

所述的步骤S1、S2、S3、S4包括以下步骤：

其中，S1进行空域搜索包括以下步骤：

步骤S1空域搜索范围从1到N，N为天线数量；

是完成符号同步后从第m个采样点开始计算第i个子载波信道状态信息的表达式，定义为公式(5)，推导过程如下：

Wi-Fi系统的物理层汇聚协议数据单元(PPDU)通常是通过正交频分复用(OFDM)波形传输，假设OFDM波形的子载波数量为L，发射端信号在t时刻发射，在t+t₀时刻到达接收端；传输信号的等效复信号为：

其中，是传输的调制信号，P_s是发射的信号功率，载波频率为f_c，是相偏，T是符号时长，q指第q个子载波，j为虚数单位，△f_c是频偏；

多径信道由M条路径组成，是t时刻多径信道的信道冲击响应函数，表示为：

其中，α_k和τ_k分别是第k条路径的衰落系数和时延，δ(t)是冲击函数，接收端等效复信号可以表示为：

其中，是接收端噪声，*是卷积操作；经过下变频和低通滤波，接收端信号可以表示为：

其中，LPF[·]表示低通滤波；发射端信号在t＝0时刻发射，则信号在t＝t₀时刻到达接收端；信道状态信息通过L-LTF(Non-HT>FFT(完成快速傅里叶变换(FFT)运算的时域区间)部分进行估计，推导出

其中，d_i是第i个子载波的已知符号，△t是符号同步定时误差，T_s是采样间隔，T_FFT是估计信道状态信息需要覆盖的信号处理区间，区间的起始位置为t＝t₀-△t+mT_s(m＝0,1,2,…)；

空域搜索遍历从1到N所有天线，得到对应信道状态信息幅度

S2进行频域搜索包括以下步骤：

SCI_max为子载波的编号的最大值频域搜索范围为从-SCI_max到SCI_max，0除外；

是从t＝t_s+mT_s时刻开始第k个天线接收到的第i个子载波计算出的信道状态信息，号天线对应的幅度值最大，则输出其编号作为信道状态信息幅度值最大的接收天线；

S3中时间搜索包括以下步骤：

时间搜索范围从2到是上取整符；

计算信道状态信息共轭值的相位

其中，为判决准则，定义为公式(6)

arg[·]表示取相位值

相位差：△_k(i,m)＝|arg[Ψ_k(i,m)]-arg[Ψ_k(i,m-1)]|，计算间隔一个采样周期相位值的差；

如果△_k(i,m)/△_k(i,m-1)>α或者△_k(i,m)/△_k(i,m-1)<β，则其中α(α>1)和β(0<β<1)为门限值；通常当信噪比区间为[0dB，20dB]时，α＝1.25，β＝0.8；

S4包括以下步骤：

遍历子载波从-SCI_max到SCI_max，统计的次数，其中，n为任意正整数。如果出现的次数最多，则输出信号到达时间的估计值为：T_s是采样间隔，t_s＝t₀-△t是L-LTF部分符号同步的起始时间。

进一步地，所述的T_FFT＝3.2μs，T＝2T_FFT＝6.4μs，G＝1.6μs，T_TR＝100ns。

本发明的优点在于新方法克服了子空间方法的缺陷，为TOA估计提供了一条新的思路。

附图说明

图1物理层汇聚协议数据单元的信号格式

图2室内多径信道传输时间示意图

具体实施方式

本专利基于信道状态信息，因此需要描述信道状态信息的获取。Wi-Fi系统的物理层汇聚协议数据单元(PPDU)通常是通过OFDM波形传输(OFDM：Orthogonal FrequencyDivision Multiplexing即正交频分复用技术)，汇聚协议数据单元的信号格式如图1所示，假设OFDM波形的子载波数量为L，载波频率为f_c，传输信号可以表示为

Wi-Fi系统的物理层汇聚协议数据单元(PPDU)通常是通过正交频分复用(OFDM)波形传输，假设OFDM波形的子载波数量为L，发射端信号在t时刻发射，在t+t₀时刻到达接收端；传输信号的等效复信号为：

其中，是传输的调制信号，P_s是发射的信号功率，载波频率为f_c，是相偏，T是符号时长，q指第q个子载波，j为虚数单位，△f_c是频偏；

多径信道由M条路径组成，是t时刻多径信道的信道冲击响应函数，表示为：

其中，α_k和τ_k分别是第k条路径的衰落系数和时延，δ(t)是冲击函数，接收端等效复信号可以表示为：

其中，是接收端噪声，*是卷积操作；经过下变频和低通滤波，接收端信号可以表示为：

其中，LPF[·]表示低通滤波；发射端信号在t＝0时刻发射，则信号在t＝t₀时刻到达接收端；信道状态信息通过L-LTF(Non-HT>FFT(完成快速傅里叶变换(FFT)运算的时域区间)部分进行估计，推导出

其中，是完成符号同步后从第m个采样点开始计算第i个子载波信道状态信息的表达式，d_i是第i个子载波的已知符号，△t是符号同步定时误差，T_s是采样间隔，T_FFT是估计信道状态信息需要覆盖的信号处理区间，区间的起始位置为t＝t₀-△t+mT_s(m＝0,1,2,…)。

用于信道状态信息估计的L-LTF部分采用窗函数进行成形，其数学表达式为

其中，T_FFT＝3.2μs，T＝2T_FFT＝6.4μs，G＝1.6μs，T_TR＝100ns。

信道状态信息信号处理区间的终止位置为t₀-△t+T_FFT+mT_s(m＝0,1,2,…)，如图2所示，假设室内多径信道有M条径，若终止位置为t₀-△t+T_FFT+δT_s，信号处理区间恰好没有跨入窗函数右边缘，即第一径没有跨入窗函数右边缘；若终止位置为t₀-△t+T_FFT+(δ+1)T_s，信号处理区间恰好跨入窗函数右边缘，即第一径刚好跨入窗函数右边缘。此时，第一径跨入窗函数右边缘的时长为ξ₁；第二径跨入窗函数右边缘的时长为ξ₂；第U径跨入窗函数右边缘的时长为ξ_U。假设判决准则为我们采用以下准则

来判断第一径是否刚好跨入窗函数右边缘。其中，arg[·]表示取相位值。

从(6)式可以得出判断第一径是否刚好跨入窗函数右边缘方法：取某一子载波相邻信号处理区间(即利用[t₀-△t+(m-1)T_s,t₀-△t+T_FFT+(m-1)T_s]和[t₀-△t+mT_s,t₀-△t+T_FFT+mT_s])计算出信道状态信息值后取其共轭的相位，判断相位从某一固定值到发生变化的m＝δ，输出t₀-△t+δT_s作为第一径达到接收机的参考值，即TOA的估计值。

具体的算法可以描述为

以上仅为本发明创造的较佳实施例而已，并不用以限制本发明创造，凡在本发明创造的精神和原则之内所做的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明创造的保护范围之内。