一种多端口交直流混合微电网系统的能量控制方法

摘要

本发明公开了一种多端口交直流混合微电网系统的能量控制方法，包括；根据模型中的交流回路，通过总能量控制和交流输出电流控制对模块化多电平变换器、双主动全桥变换器、子模块中的电容电压、及交流侧的输出电流进行控制；根据模型中的直流回路，通过相间能量控制对每相上、下桥臂的电容电压之和进行控制，并得出环流参考的直流分量；通过臂间能量控制对同一相内上、下桥臂间子模块电容电压之差进行平衡，并得出环流参考的基频交流分量；通过环流控制器对模块化多电平变换器中直流和基频交流分量进行跟踪，对固有的二倍频电流进行抑制，调节桥臂内的电容能量；通过移相载波调制，对子模块的调制信号进行调整，实现子模块的电容电压平衡。

说明书

技术领域

本发明涉及多电平变换器应用于微电网系统技术领域，尤其涉及一种多端口交直流混合微电网系统的能量控制方法。

背景技术

近年来，随着全球经济的快速发展，煤、石油等能源的消耗量也日益增长。传统能源的大量使用使其面临供给量短缺的问题，同时也给环境带来一系列负面影响。可再生能源具有清洁、高效及可再生等特性，已引起世界范围的高度关注。在各国政府的支持下，分布式发电技术发展迅速，目前较为成熟的技术包括：光伏发电、燃料电池发电、微型燃气轮机发电、风力发电等

随着其渗透率的不断提高，分布式电源对传统配电网的潮流分布、电能质量、保护与控制的影响不断加剧。由多种分布式电源协调控制所构成的微电网被认为是应对上述挑战的重要手段。其用电设备、电源、储能等组件经过合理规划和协调，能提高区域内配电网络的电能质量、能源利用率、供电可靠性及控制灵活性。随着微电网的推广，其特性正在从低压、小功率向中压、大功率应用场合转变。一方面，分布式电源中，光伏和燃料电池输出均为直流电，通常需要经过DC/AC(直流/交流)变换器，将直流电变换为交流电后接入交流电网；另一方面，常见储能技术中的蓄电池、超级电容器等均输出直流电，同样需要DC/AC变换器来接入电网；此外，电力电子技术的发展引入了空调、冰箱等交流变频负荷，以及LED照明灯、电动车、便携电脑等直流负荷，上述负荷均需额外电能变换环节，才能满足其供电需求

目前，针对交直流混合微电网的研究，多集中于与低压交流电网相连的低压交直流混合微电网

此外，中国工程院院士江亿指出，在未来工商业园区中，建筑用电量预估将在2.5万亿千瓦时以上，并预计有2亿辆充电式电动汽车，二者所消耗的电量可能达到总用电量的35％以上；而“光伏+直流+智能充电桩”的建筑供配电系统将显著降低中低压电网输配电的容量，是电力系统应对能源革命、实现新型用电模式的必然趋势

针对交直流混合微电网，国内外学者进行了大量的研究，并分别在交直流混合微电网的互联方案、分布式分层功率控制、系统稳定性分析和故障穿越控制等方面取得了一些研究成果。现有研究表明，交直流混合微电网也从传统两电平的互联方式向多端口不同电压等级互联的趋势发展。

参考文献

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发明内容

本发明提供了一种多端口交直流混合微电网系统的能量控制方法，本发明提出一种四端口交直流混合微电网的互联方案(该方案包括1个交流端口、1个中压直流端口和2个低压直流端口)，并为解决接口变换器内部直流电容电压不平衡问题，提出一种改进的能量控制方法，详见下文描述：

一种多端口交直流混合微电网系统的能量控制方法，所述方法包括：

提出四端口交直流混合微电网互联，以此构建多端口交直流混合微电网系统，并进行建模；

根据模型中的交流回路，通过总能量控制和交流输出电流控制对模块化多电平变换器、双主动全桥变换器、子模块中的电容电压、及交流侧的输出电流进行控制；

根据模型中的直流回路，通过相间能量控制对每相上、下桥臂的电容电压之和进行控制，并得出环流参考的直流分量；通过臂间能量控制对同一相内上、下桥臂间子模块电容电压之差进行平衡，并得出环流参考的基频交流分量；通过环流控制器对模块化多电平变换器中直流和基频交流分量进行跟踪，对固有的二倍频电流进行抑制，调节桥臂内的电容能量；

通过移相载波调制，对子模块的调制信号进行调整，实现子模块的电容电压平衡。

其中，所述四端口交直流混合微电网互联具体为：

1个交流端口，1个中压直流端口和2个低压直流端口，混合微电网系统的接口变换器包括24个半桥子模块的模块化多电平变换器和24个双主动全桥变换器；

模块化多电平变换器用于将交流电转换为直流电，双主动全桥变换器用于调节低压直流端口的电压并实现直流电传输。

进一步地，所述总能量控制为：

通过将上桥臂、下桥臂中子模块电容电压的平均值相加，用于计算所有子模块电容电压总和；根据电容电压总和与其基准电压间的电压误差得出有功电流基准；

若电容电压总和低于参考电压，则模块化多电平变换器将从电网吸收有功电流；否则，将有功电流注入到交流电网。

其中，所述交流输出电流控制为：根据参考值，通过dq坐标中的解耦PI控制器，控制模块化多电平变换器的交流侧输出电流。

进一步地，所述环流控制器为：

1)相间能量均衡控制

控制每相中上、下桥臂所有子模块电容电压之和，将直流环流分量注入各相来实现相间能量的均衡；

环流参考值表示为：

其中，

2)桥臂间功率均衡控制

上下桥臂之间的臂间能量均衡控制由基波环流注入分量实现：

其中，v

约束条件为：所产生的基波电流参考值之和为零；

最终桥臂间能量控制的参考值表示为：

其中，K

3)最终的环流参考值包括：由相间能量控制产生的

进一步地，所述通过移相载波调制，对子模块的调制信号进行调整，实现子模块的电容电压平衡具体为：

向桥臂内每个子模块添加调制参考值，每个SM的调制信号表示为：

其中，

其中，所述方法还包括：

分析交流输出电流控制器和环流控制器的稳定性，给出输出电流控制、环流控制、电容电压控制、相间能量控制、臂间能量控制、子模块电压均衡控制和移相控制的参数选择。

本发明提供的技术方案的有益效果是：

1)本发明所提的交直流混合微电网四端口互联，有3个直流端口，包括：1个中压直流端口和2个不同的低压直流端口，不同直流负载可以根据其额定电压通过不同端口连接到微电网，可以减少功率转换级数，提高电力传输效率，满足不同直流电压等级下的直流输电要求；

2)本发明所提的交直流混合微电网四端口互联，可以实现中压交流电网和不同的直流微电网直接连接，使用多个高频变压器替代传统的体积大的线频变压器，减小系统体积；

3)本发明所提的交直流混合微电网四端口互联中的低压直流微电网直接由互联变换器组成，避免额外的DC/DC(直流/直流)变换过程，降低硬件成本和功率损耗；

4)本发明所采用的模块化多电平变换器同一桥臂中的子模块具有相同的功率流，可以提升微电网系统对低压直流微电网不均等功率的韧性；

5)本发明所提改进的能量控制方法，可以有效解决接口变换器内部直流电容电压不平衡问题，能够使中压直流输电线上交流电流之和保持为零，有利于提高中压直流微电网的稳定性；

6)本发明所提改进的能量控制方法，可以保证电网电压不对称情况下交流侧输出电流的对称性。

附图说明

图1为本发明所提多端口交直流混合微电网的拓扑结构示意图；

其中，(a)为互联方案；(b)为半桥(half bridge,HB)子模块(sub module,SM)结构；(c)为双主动全桥变换器(dual active bridge,DAB)结构。

图2为多端口交直流混合微电网互联系统整体控制框图；

图3为总能量及交流输出电流控制原理图；

图4为桥臂能量和环流控制器原理图；

图5为改进桥臂能量控制注入的环流参考生成原理图；

图6为调制方案示意图；

图7为交流输出电流控制器框图；

图8为交流输出电流控制器伯德图；

图9为环流控制器框图；

图10为环流控制器伯德图；

图11为传统控制方法仿真图；

图12为本发明所提控制方法仿真图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面对本发明实施方式作进一步地详细描述。

为了解决背景技术中存在的问题，实现不同电压等级交直流微电网的柔性互联，本发明实施例将以多端口交直流混合微电网为研究对象，研发一种能够实现中压交流电网与中低压直流微电网和低压交流微电网同时柔性互联的方案。

一种多端口交直流混合微电网系统的能量控制方法，该方法包括以下步骤：

步骤101：提出四端口交直流混合微电网互联方案，以此构建多端口交直流混合微电网系统；

其中，该多端口交直流混合微电网系统包括：1个交流端口、1个中压直流端口和2个低压直流端口。对于所提的混合微电网系统，接口变换器包括：模块化多电平变换器(24个半桥子模块)和24个双主动全桥变换器。其中，接口变换器作为交流子网和直流子网的连接枢纽，完成交直流子网之间的双向功率控制，维持子网母线电压。

参见图1，1个交流端口接电网，2个低压直流端口分别接低压直流微网1和2，1个中压直流端口接中压直流微网1。

步骤102：对多端口交直流混合微电网系统进行建模；

步骤103：根据步骤102所建立模型中的交流回路，通过总能量控制和交流输出电流控制方法，对模块化多电平变换器、双主动全桥变换器、子模块中的电容电压、及交流侧的输出电流进行控制；

步骤104：根据步骤102所建立模型中的直流回路，通过相间能量控制方法，对每相上、下桥臂的电容电压之和进行控制，并得出环流参考的直流分量；通过臂间能量控制方法，对同一相内上、下桥臂间子模块电容电压之差进行平衡，并得出环流参考的基频交流分量；通过环流控制器，对模块化多电平变换器中直流和基频交流分量进行跟踪，同时对系统固有的二倍频电流进行抑制，调节桥臂内的电容能量；

步骤105：通过移相载波调制方案，对子模块的调制信号进行调整，从而实现子模块的电容电压平衡；

步骤106：分析所提图3所示交流输出电流控制器和图4所示环流控制器的稳定性，给出输出电流控制、环流控制、电容电压控制、相间能量控制、臂间能量控制、子模块电压均衡控制和移相控制等控制器的参数选择，验证所提控制方法的有效性。

实施例2

下面结合具体的计算公式、附图、实例对实施例1中的方案进行进一步地介绍，详见下文描述：

步骤201：提出四端口交直流混合微电网的互联方案；

图1所示为四端口交直流混合微电网的互联方案，该方案包括：1个交流(alternative current,AC)端口，1个中压直流(medium voltage direct current,MVDC)端口和2个低压直流(low voltage direct current,LVDC)端口。对于所提混合微电网系统，接口变换器包括24个半桥子模块的模块化多电平变换器(modular multilevelconverter,MMC)和24个双主动全桥变换器(dual active bridge,DAB)。MMC用于将交流电转换为直流电，而双主动全桥变换器用于调节低压直流端口的电压并实现直流电传输。对于MMC，它由6个桥臂组成，其中包括3个上桥臂和3个下桥臂。在每一相中，它包括1个上桥臂和1个下桥臂，它们由2个臂电感L

MMC的每个分支中都有四个半桥子模块(half bridge submodule,HBSM)，每个子模块由两个功率开关器件和一个电容组成。每个子模块的直流电容电压定义为v

步骤202：所提微电网系统建模；

如上所述，MVDC和LVDC微电网用负载代替，以简化系统模型。因此，MMC的模型可以分为两个控制回路，即交流电流控制回路和环流电流控制回路。交流电流控制回路控制交流侧的输出电流。环流电流控制回路控制环流大小，进而控制桥臂能量。

对于交流电流控制回路，系统模型可以表示为：

其中，i

R

其中，R为网侧电阻，L为网侧电感，R

对于环流控制回路，系统模型可以表示为：

其中，i

利用上述推导出的交流电流和环流控制回路，可以相应地设计系统控制器。

步骤203：总能量控制和交流输出电流控制；

本发明实施例所提出的四端口交直流混合微电网的控制方法包括：MMC控制和DAB的控制。DAB的控制目标是根据输入电压信号将输出电压调节到额定值，传统的移相控制方法被应用于DAB。每个DAB的移相角根据输出直流电压和参考电压之间的电压误差，由PI控制器计算得出，在本发明实施例中将不再详细讨论。

MMC的总体控制图如图2所示。能量控制可分为三部分：总能量控制及交流输出电流控制，桥臂能量控制及环流控制，和调制方案。v

总能量控制和交流输出电流控制用来控制所有SM电容电压总和以及交流侧输出电流。详细的控制图如图3所示，通过吸收来自MVAC微电网的有功电流来实现整体能量控制。PI控制器根据所有SM电容电压之和V

步骤204：桥臂能量控制和环流控制

本发明实施例中的桥臂能量控制包括：相间能量控制，臂间能量控制。桥臂能量控制通过改变环流注入的参考，调整每个桥臂内的能量；环流控制用于跟踪桥臂能量控制所得到的环流参考值。控制原理如图4所示，其中V

其中，相间能量控制和臂间能量控制是通过向三相注入环流参考值来实现，MVDC微电网传输线上的电流(即三相环流的总和)应该与MVDC微电网功率负载所需的电流相同。这表示由相间能量控制或臂间能量控制产生的环流参考值之和应实时保持为零，这是本发明实施例设法解决的主要问题。

通常情况下，环流控制旨在抑制直流微电网中的二倍频环流。除此以外，在本发明实施例中，环流控制还用于调节桥臂内部的电容能量。因此，所需注入的环流参考值如下计算。

1)相间能量均衡控制

相间能量均衡控制旨在控制每相中上、下桥臂所有SM电容电压之和，尤其是在电网电压骤降情况下。其主要通过将直流环流分量注入各相来实现相间能量的均衡。如图4所示，为保证三相参考值总和为零，该部分环流参考值表示为：

其中，

2)桥臂间功率均衡控制

通常情况下，在模块化多电平变换器的应用中，上下桥臂之间的臂间能量均衡控制由下面所给出的基波环流注入分量实现：

其中，v

但是，由于上述电压参考值是针对三相分别得出的，环流注入分量参考值的总和不能保证为零。因此，上述桥臂间能量均衡控制方法不适用于高压直流输电应用及本发明所提出的多端口交直流混合微电网中。通常情况下，在高压直流输电应用场合中，仅需抑制二阶环流即可，并不需注入其他环流参考值。

然而，在所提出的交直流混合微电网互联方案中，LVDC微电网间的功率分配不均将导致上、下桥臂之间的功率分配差异。在其能量均衡调节过程中，控制器容易失稳，致使上、下桥臂的电容电压差异越来越大，最终导致系统崩溃。

因此，本发明实施例设计了一种新的臂间能量均衡控制方法，尤其是针对所提出的多端口交直流混合微电网互联方案。主要约束条件为：所产生的基波电流参考值之和应为零。

基于等式(5)，假设计算出用于A相臂间能量控制产生的环流参考值为

其中，θ为电网系统相位角，T为周期，ΔP

因此，三个注入的环流分量将仅改变A相上、下桥臂之间的有功功率，并且它们的总和等于零。

根据以上分析，最终桥臂间能量控制图如图4所示，其参考值可以表示为：

其中，K

3)环流控制器

如图4所示，最终的环流参考值包括三个部分：由相间能量控制产生的

比例积分谐振(proportionintegration resonant,PIR)控制器用于环流控制中。如上所述，环流参考值包括：直流分量和基波分量。另外，MMC自身固有的二倍频环流需要被抑制。因此，PI控制器用于有效跟踪直流分量，而两个谐振控制器分别用于控制基频环流和抑制二倍频电流。

步骤205：调制方案

该调制方案用于平衡同一桥臂中的各个SM电容电压，并同时实现调制，原理如图6所示。本发明实施例提出一种移相载波脉宽调制技术。

通过向桥臂内每个SM添加调制参考值，调整参考值实现电压均衡。每个SM的调制信号可以表示为：

其中，

sgn函数可以描述为：

步骤206：控制器稳定性分析

对于所提出的多端口交直流混合微电网互联方案，控制器主要为交流电流输出控制器和环流控制器。因此，在本发明实施例中，将讨论这两个控制器的稳定性和控制器参数选择。

1)交流输出电流控制器

对于交流输出电流控制器，等效控制框图如图7所示。在图7中，包括了PI控制器和脉冲宽度调制(pulse width modulation,PWM)的延迟传递函数。PI控制器的控制传递函数G

其中，K

PWM模块的传递函数可以表示为：

其中，T

基于上述控制传函和图7中的控制框图，交流电流控制器的开环传递函数为：

在本发明实施例中，载波频率为5kHz。因此，将T

2)环流控制器

对于环流控制器，控制框图如图9所示。其中，ω为电网角频率(ω＝100π)。图9中包括PIR控制器环节及PWM延迟环节，其中PIR控制的传递函数G

其中，K

基于上述控制传递函数和图9中的控制框图，环流控制器的开环传递函数G

其中，R

基于令K

表1仿真参数

表2控制参数

表3仿真场景

在仿真环境中构建四端口交直流混合微电网互联系统，验证所提出的互联方案及其能量控制方法的有效性，表1列出仿真参数，表2列出控制参数和表3列出仿真场景，图11和图12展示常规控制方法与所提出控制方法的比较结果。

传统控制方法下的仿真结果如图11所示，系统在1s之前处于正常运行状态；在1s时，在C相中发生50％的电网电压跌落故障；在1.5s时，在LVDC微电网-1中发生功率阶跃，增加到原来的两倍。如图11(a)所示，当1s时发生电网电压跌落，LVDC微电网电压分别稳定在额定值1000V和400V处。当LVDC微电网-2发生功率阶跃时，LVDC微电网-1和LVDC微电网-2之间会出现不相等的功率分布。随着DAB输入电压的发散，LVDC微电网-2开始变得不稳定。如图11(b)所示，在正常工作和电网电压骤降期间，A相中的SM电容电压稳定在1500V左右。当LVDC微电网-1和LVDC微电网-2在1.5s出现功率不匹配时，上、下桥臂间的SM电容电压开始发散。MVDC微电网的直流电压和电流如图11(c)所示，MVDC微电网的电压母线在交流电网电压跌落和LVDC微电网功率阶跃下保持稳定。图11(d)展示三相交流电网电压情况，其中C相在1.5s时发生电网电压骤降。环流波形如图11(e)所示，其中直流分量保持在大约16.7A，三相环流的总和等于50A(MVDC微电网电流的值)。对于传统的控制方法，MMC的交流输出电流如图11(f)所示。在1.0s时，电网电压发生跌落，交流输出电流变得不对称，以平衡三相间桥臂电容储存的能量。在1.5s时，LVDC微电网-1发生功率阶跃，交流输出电流会相应增加，以维持MMC中的总能量平衡。

本发明实施例的所提出能量控制方法的仿真结果如图12所示。系统在1s前处于正常运行状态；在1s时，C相发生50％的电网电压跌落故障；在1.5s时，LVDC微电网-1发生功率阶跃，增加到原来的两倍。如图12(a)所示，在1s时，电网电压发生跌落，LVDC微电网电压分别保持在1000V和400V左右。在1.5s时，LVDC微电网-2发生功率阶跃，LVDC微电网-1和LVDC微电网-2之间将出现不相等的功率分布。但是，由于SM电容电压作为DAB中稳定的输入，两个LVDC微电网的直流母线仍保持稳定在额定值。如图12(b)所示，在正常工作和电网电压跌落期间，A相中的SM电容电压稳定在约1500V。在1.5s时，LVDC微电网-1和LVDC微电网-2发生功率不匹配，使用所提的桥臂能量控制方法，上、下桥臂之间的SM电容电压仍保持在1500V。MVDC微电网的直流电压和电流如图12(c)所示，电网电压保持在6000V，而在LVDC微电网的电网骤降和功率阶跃情况下，电流仍保持在50A。三相交流电网电压如图12(d)所示，在1.5s时，C相电网电压发生跌落。环流如图12(e)所示，在1s之前，直流环流稳定在约16.7A，并且三相环流的总和等于50A。在1s时，电网电压发生跌落，三相环流之和仍为50A。在1.5s时，LVDC微电网-2发生功率阶跃，为了保持桥臂能量平衡，注入了基波环流分量，SM电容电压能够稳定在额定1500V。应注意，在此过程中，三相环流的总和始终为50A。图12(f)给出了MMC的交流输出电流。无论在1.0s时，电网电压发生骤降，还是在1.5s时，LVDC微电网-1发生功率阶跃，交流输出电流始终保持对称。以上仿真结果证明，所提出的能量控制方法可以有效地控制子模块电容电压，并保证交流输出电流的对称性。

综上所述，该多端口交直流混合微电网系统的能量控制方法的优点如下：

1)与传统交直流混合微电网结构相比，本发明使用多个高频变压器替代传统的体积大的线频变压器，减小系统体积，提高电力传输效率；

2)相比于现有基于多电平变换器的互联方案相比，本发明所提的多端口交直流混合微电网互联方案实现中压交流电网和不同的直流微电网直接连接；

3)本发明所采用的模块化多电平变换器同一桥臂中的子模块具有相同的功率流动，可以提升微电网系统对低压直流微电网不均等功率的韧性；

4)本发明所提改进的能量控制方法，可以抑制中压直流输电线交流电流纹波，均衡桥臂直流电压，适用于低压直流微电网功率不平衡情况。

本发明实施例对各器件的型号除做特殊说明的以外，其他器件的型号不做限制，只要能完成上述功能的器件均可。

本领域技术人员可以理解附图只是一个优选实施例的示意图，上述本发明实施例序号仅仅为了描述，不代表实施例的优劣。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。