一种具有双零点宽阻带的SIW-CPW超宽带滤波器

摘要

本发明公开了一种具有双零点宽阻带的SIW‑CPW超宽带滤波器，包括至少两个谐振单元；谐振单元包括SIW结构和CPW结构；所述SIW结构包括顶层金属板、底部金属板以及位于所述顶层金属板和所述底部金属板之间的中间介质层；中间介质层中还嵌入有金属通孔；金属通孔的上下两端分别与顶层金属板、底部金属板相连接；所述CPW结构设置在所述顶层金属板上。本发明上下通带零点调节具有独立性与灵活性，实现了低的通带内损耗与高陡峭度的传输零点，在保证宽带性能的同时实现了较低的能量损耗。

说明书

技术领域

本发明涉及滤波器，具体涉及一种具有双零点宽阻带的SIW-CPW超宽带滤波器。

背景技术

自从2002年美国联邦通信委员会(FCC)批准了超宽带频谱(3.1-10.6GHz)的商业化使用以来，可应用于高速率通信和高精度定位系统的超宽带技术受到了学术界与工业制造领域的广泛关注。作为现代超高速无线通信与雷达等系统中的重要部件，兼具低损耗、宽阻带与陡峭截止区域等性能的超宽带滤波器已成为超宽带技术研究的热点。至今已有许多高性能的超宽带滤波器结构与设计方法被提出。

采用多谐振腔(MMR)耦合的设计方法已被证明可实现宽通带特性，而且由于其便捷性与高效性，该方法成为最普遍的超宽带滤波器设计方法。然而，多谐振腔滤波器通常具有较窄的阻带带宽，目前已发表的两例多谐振腔滤波器的阻带分别为8.4-11.7GHz与11.5-15.0GHz左右。为了进一步扩大MMR滤波器的阻带带宽，通常采用枝节负载结构、微带平行耦合线与宽边耦合微带线/共面波导(BCMC)等结构，但同时也造成尺寸的增大或者损耗的增加。例如：采用枝节负载结构的多谐振腔滤波器已实现25GHz以上的阻带带宽，但其封装尺寸达到了20mm×70mm左右。一种采用微带平行耦合线结构的多谐振腔滤波器同时实现了宽阻带与较好的通带陡峭度，但同时也造成了插入损耗的增加，其中心工作频率处的插入损耗达到了3.7dB。

除了多谐振腔滤波器，许多其他的方法也被用于超宽带滤波器的设计。利用低温共烧陶瓷(LTCC)技术，已证明采用四分之一波长短截线谐振器可实现超宽带特性，并且通过交叉耦合结构可实现陡峭的通带特性。但是，目前这种设计方法受限于LTCC技术的发展且结构设计比较复杂，难以普及。平行耦合阶梯阻抗谐振器(SIR)也被用于超宽带滤波器设计，已实现了尺寸分别为6.4×72.8×0.5mm³与14.3×41.9×0.5mm³的滤波器。此外，复合左/右手结构与终端交叉状谐振器等结构最近也被应用到超宽带滤波器的设计之中。

发明内容

为了对现有技术进行改进，本发明提出了一种具有双零点宽阻带的SIW-CPW超宽带滤波器。本发明属于处理电磁信号(通常是射频信号)的超宽带谐振器/滤波器，特别涉及一种基于基片集成波导-共面波导(SIW-CPW)结构，具有双零点超宽带的谐振器/滤波器，包括由一系列谐振器/滤波器工作频率控制元件组成的外部控制单元。

本发明的技术方案如下：

一种具有双零点宽阻带的SIW-CPW超宽带滤波器，包括至少两个可独立进行零点控制的谐振单元；谐振单元包括SIW结构和CPW结构；所述SIW结构包括顶层金属板、底部金属板以及位于所述顶层金属板和所述底部金属板之间的中间介质层；中间介质层中还嵌入有金属通孔；金属通孔的上下两端分别与顶层金属板、底部金属板相连接；所述CPW结构设置在所述顶层金属板上。

其进一步的技术方案为：所述中间介质层中还嵌有中间金属片。

其进一步的技术方案为：中间介质层包括上层介质层、下层介质层与粘结上层介质层和下层介质层之间的粘结片；中间金属片嵌入在粘结片之中；中间金属片在粘结片和上层介质层之间。

其进一步的技术方案为：第一谐振单元为三层谐振单元；第二谐振单元为两层谐振单元；第一谐振单元的中间介质层中嵌有中间金属片。

其进一步的技术方案为：所述CPW结构是周期性的。

其进一步的技术方案为：所述顶层金属板包括输入端口和输出端口，输入端口与输出端口对称。

其进一步的技术方案为：在所述顶层金属板之上还包括容性槽线；两个谐振单元的容性槽线宽度不同。

其进一步的技术方案为，N个所述滤波器耦合为N阶滤波器；第一滤波器的输入端口作为多阶滤波器的输入端口；第n-1滤波器的输出端口与第n滤波器的输入端口连接，2≤n≤N，第N滤波器的输出端口作为N阶滤波器的输出端口。

本发明的有益技术效果是：

本发明的滤波器具有众多的优点，其中一个优点是上下通带零点调节的独立性与灵活性。上下通带的零点是通过两个完全独立的谐振单元产生的，因此可对两个零点的位置进行单独的调节；零点的位置受到多个参数的影响，可以通过调节各个参数的值灵活地调节两个零点的位置。

本发明结合SIW结构高Q值、低损耗的特性，实现了低的通带内损耗与高陡峭度的传输零点。

传统的周期性的缺陷地结构(DGS，Defected ground structure)已被证明具有较好的带阻特性，但是由于该结构一般设计在接地板上，往往会造成能量辐射的增加，而且不适用于需要较大接地板的高频电路设备。为了解决该问题，本发明将周期性的CPW结构设计在顶层金属板上，在保证宽带性能的同时实现了较低的能量损耗，并且增大了滤波器接地板的面积。

附图说明

图1为基于SIW-CPW结构的超宽带滤波器的三维模型示意图。

图2为图1所示滤波器的顶部视图。

图3为图1所示滤波器沿A-A’方向的剖面图。

图4为图1所示滤波器的三层谐振单元的三维示意图及其等效电路模型。

图5为下通带传输零点的位置随中间金属片宽度变化的S21参数曲线。

图6为下通带传输零点的位置随中间金属片高度变化的S21参数曲线。

图7为下通带传输零点的位置随中间金属片宽度与高度变化规律的折线图。

图8为图1所示滤波器的两层谐振单元的三维示意图及其等效电路模型。

图9为上通带传输零点的位置随容性槽线宽度变化的S21参数曲线。

图10为本发明设计实现的另一例二阶超宽带滤波器的三维示意图。

图11为图10中所示滤波器的仿真与测试S参数对比图。

具体实施方式

本发明提供的是一种基于SIW-CPW(Substrate Integrated Waveguide-CoplanarWaveguide，基片集成波导-共面波导)结构的超宽带滤波器。本发明中的以下所述的滤波器，均也可以称之为谐振器。

图1为基于SIW-CPW结构的超宽带滤波器的三维模型示意图。由图1所示，本发明包括至少两个独立的零点控制谐振单元。在本实施例中，包括两个独立的零点控制谐振单元：第一谐振单元600和第二谐振单元700，其两个传输零点分别为下通带传输零点和上通带传输零点。

谐振单元包括SIW结构和CPW结构。

顶层金属板100、中间介质层200、底部金属板300和金属通孔400共同构成具有高Q值、低损耗特性的SIW结构，可减小滤波器的通带内损耗并提高两个传输零点的陡峭度。具体的，中间介质层200位于顶层金属板100和底部金属板300之间。中间介质层200中还嵌入有金属通孔400。金属通孔400与顶层金属板100、底部金属板300相互垂直，金属通孔400上下两端分别与顶层金属板100、底部金属板300相连接。

进一步的，如图1所示，可以在SIW结构的中间介质层200中嵌入中间金属片500。在本实施例中，在第一谐振单元600中嵌入中间金属片500，而第二谐振单元700没有嵌入中间金属片。

图2为图1所示滤波器的顶部视图。如图1所示，顶层金属板100包括输入端口101和输出端口102。在输入端口101处连接有CPW结构103，在输出端口102处连接有CPW结构103。CPW结构103具体是设计在顶层金属板之上的、连接在输入端口侧边或者输出端口侧边的槽。在输入端口101和输出端口102之间的中线处开有容性槽线104a、104b。

进一步的，CPW结构103是具有周期性的。

进一步的，以输入端口101和输出端口102之间的中线为基准，容性槽线104a、104b的图形是对称的；输入端口101和输出端口102的图形是对称的；输入端口101处的CPW结构103和输出端口102处的CPW结构103的图形是对称的。以输入端口101和输出端口102之间的中线为基准，金属通孔400的排布位置、数量也是对称的。

进一步的，以第一谐振单元和第二谐振单元之间的中线为基准，容性槽线104a、104b的图形是对称的，但是，容性槽线104a和容性槽线104b的宽度可以不同；输入端口101和输出端口102的图形是对称的；输入端口101处的CPW结构103和输出端口102处的CPW结构103的图形是对称的。以第一谐振单元和第二谐振单元之间的中线为基准，金属通孔400的排布位置、数量也是对称的。

设计在顶层金属板100上的周期性的CPW结构103具有宽阻带特性，可在滤波器的带外引入一个较宽的阻带，提高滤波器的高频噪声抑制能力；并且可减小滤波器的能量辐射，同时使滤波器具有较大的接地板，便于滤波器应用于高频电路系统中。

图3为图1所示滤波器沿A-A’方向的剖面图。如图3所示，该滤波器的中间介质层200具体包括上层介质层201、下层介质层203与粘结上层介质层201和下层介质层203之间的粘结片202。上层介质层201和下层介质层203均是标准的RO4350板材，粘结片202为RO4350板材专用粘结片，具有与RO4350板材相似的性质。

当谐振单元中包括中间金属片500时，中间金属片500嵌入在粘结片202与上层介质层201中间。在本实施例中，在粘结片202的正中间有一个宽度与中间金属片500宽度相等的凹槽，将中间金属片500嵌入在粘结片202中，且中间金属片500的厚度与粘结片202上的凹槽的厚度相同。再在中间金属片500和粘结片202之上覆盖上层介质层201。

图4为图1所示滤波器的三层谐振单元的三维示意图及其等效电路模型。图5为图1所示滤波器的两层谐振单元的三维示意图及其等效电路模型。如图4、图5所示，在本实施例中，滤波器可提供两个陡峭传输零点的两个谐振单元，第一谐振单元600为三层谐振单元，第二谐振单元700为两层谐振单元。

如图4所示，该滤波器的第一谐振单元600包括顶层金属板601、底层金属板603和位于顶层金属板601、底层金属板603之间的中间介质层602。在中间介质层602中嵌有金属通孔604。在中间介质层602中还嵌有中间金属片605。其中容性槽线606构建在顶层金属板601上。

顶层金属板601与中间金属片605之间等效为平板电容。中间金属片605与底层金属板603之间等效为平板电容。金属通孔604等效为电感。容性槽线602等效为电容。上述等效电子器件构成LC谐振网络，在滤波器的下通带提供一个可调谐的传输零点。

为了便于分析，我们将金属板与金属通孔假定为理想导体，忽略其寄生电感与电阻的影响，由此可得到该谐振网络的等效电路模型607。其中，顶层金属板601与中间金属片605之间等效为平板电容C_ft，中间金属片605与底层金属板603之间等效为平板电容C_fb，顶层金属板601上的容性槽线606等效为电容C_s，金属通孔604等效为电感L_post。该谐振网络的总等效电容C_eff可由以下公式表示：

由上式可知，中间金属片605的引入增大了总的等效电容C_eff，可降低第一谐振单元600引入的零点的频率，因此可实现滤波器下通带零点的引入与调谐。总等效电容C_eff的容值随等效电容C_s与等效电容C_ft的增大而增大，随着等效电容C_fb的增大而减小。由图3、图4所示，等效电容C_s的值与容性槽线606的宽度w_s1有关，等效电容C_ft与等效电容C_fb的值分别与中间金属片605的宽度w_p、上层介质层201的厚度h_c、下层介质层203与粘结片202的厚度之和h_p有关。

对下通带传输零点的位置与w_s、w_p与h_p的关系进行仿真分析，仿真结果如图5、图6与图7所示。其中，图5显示了不同容性槽线606的宽度w_s时的S₂₁仿真参数曲线。当槽线宽度w_s从0.2mm增加到0.8mm，相应的等效电容C_s减小，造成总电容C_eff随之减小，滤波器下通带零点的频率相应的从5.5GHz降低到4.6GHz。相似地，如图6与图7所示，零点的频率随着中间金属片605的宽度w_p的增加而减小，随下层介质层203与粘结片202的厚度之和h_p的增加而减小，中间介质层的厚度h为常数。值得注意的是，由图可知，滤波器上通带零点的位置不受第一谐振单元600的参数影响，因此可对下通带零点的位置进行单独调节。

图8为图1所示滤波器的两层谐振单元的三维示意图及其等效电路模型。如图所示，第二谐振单元700包括顶层金属板701、底层金属板703和位于顶层金属板701、底层金属板703之间的中间介质层702。在中间介质层702中嵌有金属通孔704。其中容性槽线706构建在顶层金属板701上。

容性槽线706等效为电容。顶层金属板701与底层金属板703等效为平板电容。金属通孔704等效为电感。上述等效电子器件构成LC谐振网络。

见第二该谐振网络700的等效电路模型707。其中，容性槽线706构成等效电容C_s。顶层金属板701与底层金属板703之间构成等效电容C_bt，金属通孔704构成等效电感L_post。

通过调节谐振单元700的参数可在滤波器的上通带引入一个额外的零点。等效电容C_s的值由容性槽线706的宽度w_s2确定，等效电容C_bt的值由介质层702的厚度h确定。当中间介质层702厚度h为常数时，等效电容C_s的值随容性槽线706的宽度w_s的增加而减小，造成总的等效电容减小，上通带零点的频率随之增加。

图9显示了当中间介质层702的厚度h为常数时，不同容性槽线706的宽度w_s时的S₂₁仿真参数曲线。当容性槽线706的宽度w_s从0.2mm增加到0.8mm，上通带零点的频率从10.9GHz增加到12.2GHz。值得注意的是，下通带零点的位置仍然几乎不受影响，因此也可对上通带的零点位置进行单独调节。

多个本发明所述的滤波器耦合，可以组成多阶滤波器。

图10为本发明设计实现的另一例二阶超宽带滤波器的三维示意图。图10中显示的是一个具有双零点、宽阻带的二阶SIW-CPW超宽带滤波器的三维模型示意图，由两个图1所示的谐振器耦合而成，主要结构包括顶层金属板1001、中间介质层1002、底层金属板1003，金属通孔1004与两个中间金属片1005。

如图10所示，具体的，金属通孔1004布置在整个二阶滤波器的中间介质层1002周围。中间金属片1005等其他结构的位置均与单个滤波器结构类似。一个滤波器的输入端口作为二阶滤波器的输入端口，一个滤波器的输出端口与另一个滤波器的输入端口连接，另一个滤波器的输出端口作为二阶滤波器的输出端口。

同理，也可以耦合为多阶滤波器。

图10在实际加工后，滤波器的实际尺寸为12.00×17.00×0.52mm³，设计在罗杰斯RO4350基板上，RO4350基板的介电常数为3.66，损耗角正切值为0.04，上层介质层的厚度为0.10mm，下层介质层的厚度为0.42mm。采用罗杰斯公司专用粘结片RO4450F将上层介质层和下层介质层粘结在一起，该粘结片厚度为0.09mm。

图11所示为按照图10实际制作的滤波器的仿真与测试S参数对照图。图11中的虚线为该滤波器的仿真结果，该滤波器工作频率为6.4GHz到11.2GHz，通带内的插入损耗小于0.7dB，回波损耗大于14dB，并且在12.5-19.5GHz的频率范围内的噪声抑制达到20dB。然而，如图11中的实线部分所示，测试比仿真结果有微小的频移，并且回波损耗与插入损耗分别达到了10dB与1.5dB。造成以上误差的原因主要是三层PCB制造工艺的误差与高频噪声的影响。尽管如此，该设计仍然体现了较好的通带陡峭度与较好的带外噪声抑制。

以上所述的仅是本发明的优选实施方式，本发明不限于以上实施例。可以理解，本领域技术人员在不脱离本发明的精神和构思的前提下直接导出或联想到的其他改进和变化，均应认为包含在本发明的保护范围之内。