一种适用于混合级联H桥九电平逆变器的功率均衡调制方法

摘要

本发明公开了一种适用于电压比为1∶1∶2的混合级联H桥九电平逆变器的功率均衡调制方法。该方法首先将正弦调制波v

说明书

技术领域

本发明属于多电平变流器PWM技术领域，具体涉及一种适用于电压比为1∶1∶2的混合级联H桥九电平逆变器的功率均衡调制方法。

背景技术

近年来，多电平逆变器以其开关器件电压应力低、输出电压谐波含量少、电磁干扰小等优点成为了中高压场合电力变换的研究热点。然而，随着逆变器输出电平数的增加，传统的多电平逆变器所需功率器件较多、结构复杂，造成体积大、效率低、成本高等问题，极大地限制了其实际应用范围。混合级联多电平逆变器正是为了解决传统多电平逆变器存在的这些不足而提出的一种新型多电平逆变器，它能以较少的功率器件和直流电源，输出较多的电平数，大大简化了多电平拓扑结构、减小了体积、降低了成本。因此，在高压大功率变换领域具有较大的应用价值和广阔的发展前景。

多电平调制策略是多电平功率变换技术研究的一个关键技术，它与多电平逆变器的拓扑结构相辅相成，决定着逆变器输出电压波形质量的好坏、系统效率的高低以及级联单元的功率分配情况等性能。对于级联型逆变器而言，由于各级联单元相互独立，当传递有功功率时，需要考虑功率均衡问题。级联单元的功率分配情况是由调制方法的固有特性决定的，若调制方法本身的特性造成了各个级联单元输出功率的不均衡，此时会使得电源充放电不平衡，引起如蓄电池、太阳能电池等输入电源间电压差别增大，造成逆变器输出电压谐波含量增大，同时还会引起各单元电池使用寿命不相同，造成系统维护成本增加。此外，对于直流侧采用移相变压器和二极管不控整流桥来提供直流源的变换系统而言，当级联单元输出功率不均衡时，通过设计移相变压器来移除输入侧谐波电流变得困难。因此，对于级联型逆变器而言，实现各单元的功率均衡控制具有重要意义。研究发现，当级联单元输出电压的基波幅值比与其对应输入电压定额比相等时，即可实现功率均衡控制。

图1所示为一种混合级联H桥九电平逆变器，该逆变器由三个H桥单元级联而成。其中，辅助单元的直流侧为电容，直流侧电压为E；单元1和单元2为主功率单元，其直流侧均为电压源，直流侧电压分别为E和2E。三个单元的直流侧电压比为1∶1∶2，交流侧输出电压分别为v_o0、v_o1和v_o2。本发明针对该拓扑提出一种功率均衡调制方法，既能保证系统良好的输出特性，又能实现主功率单元的功率均衡控制，具有重要的现实意义。

发明内容

发明目的

本发明的目的是提出一种适用于混合级联H桥九电平逆变器的功率均衡调制方法，可以在全调制比范围内实现两个主功率单元的功率均衡控制。辅助单元用于补偿主功率单元输出的低频谐波无功，提高逆变器输出电压的波形质量，同时还可以提高逆变器的直流电压利用率。该方法在保证系统具有良好输出特性的同时实现主功率单元的功率均衡控制，从而提高该多电平逆变器的实用性。

技术方案

本发明的技术方案如下：

(1)该方法的实现电路包括逻辑脉冲发生单元和驱动逻辑分配单元两部分。逻辑脉冲发生单元由正弦调制波(v_ref)、绝对值运算电路(Abs)、两个比例运算电路(K₁～K₂)、两个求和电路(J₁～J₂)、三角载波(v_tra1、v_tra2)、五个比较器(T₁～T₅)和两个比较电平(Ψ₁～Ψ₂)组成；驱动逻辑分配单元由八个双输入与门(Y₁～Y₈)、两个双输入或门(Z₁～Z₂)和九个非门(X₁～X₉)组成。其中三角载波v_tra1和v_tra2的幅值和频率相同，介于-E和E之间，相位相差180°。

(2)在逻辑脉冲发生单元中，正弦调制波v_ref接绝对值运算电路Abs的输入端，绝对值运算电路Abs的输出端为单元2的调制波v_ref2；单元2的调制波v_ref2接比较器T₁的正相输入端，比较器T₁的反相输入端接入比较电平Ψ₂，比较器T₁的输出端接比例运算电路K₂的输入端，比例运算电路K₂的输出信号与单元2的调制波v_ref2同时接入求和电路J₁，经过差运算得到单元1的调制波v_ref1；单元1的调制波v_ref1接比较器T₂的正相输入端，比较器T₂的反相输入端接入比较电平Ψ₁，比较器T₂的输出端接比例运算电路K₁的输入端，比例运算电路K₁的输出信号与单元1的调制波v_ref1同时接入求和电路J₂，经过差运算得到辅助单元的调制波v_ref0；辅助单元的调制波v_ref0接比较器T₃～T₄的正相输入端，三角载波v_tra1接比较器T₃的反相输入端，三角载波v_tra2接比较器T₄的反相输入端；正弦调制波v_ref接入比较器T₅的正相输入端，比较器T₅的反相输入端接零参考电位。

(3)在驱动逻辑分配单元中，比较器T₃的输出端接非门X₁，比较器T₅的输出端接非门X₃，非门X₁的输出信号和非门X₃的输出信号接与门Y₁的两个输入端，比较器T₃的输出端和比较器T₅的输出端接与门Y₅的两个输入端，与门Y₁的输出端和与门Y₅的输出端接或门Z₁的两个输入端，或门Z₁的输出信号作为开关管Q₀₁的驱动信号，或门Z₁的输出端接非门X₄后的输出信号作为开关管Q₀₂的驱动信号；比较器T₄的输出端接非门X₂，比较器T₅的输出端接非门X₃，非门X₂的输出信号和非门X₃的输出信号接与门Y₂的两个输入端，比较器T₄的输出端和比较器T₅的输出端接与门Y₆的两个输入端，与门Y₂的输出端和与门Y₆的输出端接或门Z₂的两个输入端，或门Z₂的输出信号作为开关管Q₀₄的驱动信号，或门Z₂的输出端接非门X₅后的输出信号作为开关管Q₀₃的驱动信号；比较器T₅的输出端经非门X₃后和比较器T₂的输出端接与门Y₃的两个输入端，与门Y₃的输出信号作为开关管Q₁₂的驱动信号，与门Y₃的输出信号接非门X₇后的输出信号作为开关管Q₁₁的驱动信号；比较器T₂的输出端和比较器T₅的输出端接与门Y₇的两个输入端，与门Y₇的输出信号作为开关管Q₁₄的驱动信号，与门Y₇的输出信号接非门X₆后的输出信号作为开关管Q₁₃的驱动信号；比较器T₅的输出端经非门X₃后和比较器T₁的输出端接与门Y₄的两个输入端，与门Y₄的输出信号作为开关管Q₂₂的驱动信号，与门Y₄的输出信号接非门X₉后的输出信号作为开关管Q₂₁的驱动信号；比较器T₁的输出端和比较器T₅的输出端接与门Y₈的两个输入端，与门Y₈的输出信号作为开关管Q₂₄的驱动信号，与门Y₈的输出信号接非门X₈后的输出信号作为开关管Q₂₃的驱动信号。

有益效果

本发明的方法可以保证混合级联H桥九电平逆变器各级联单元协同工作，在全调制比范围内实现两个主功率单元的功率均衡控制。辅助单元用于补偿低频谐波无功和提高逆变器的直流电压利用率，不承担有功功率的输出。从而在保证系统具有良好输出特性的同时实现主功率单元之间的功率均衡控制，提高该多电平逆变器的实用性。

附图说明

下面结合附图和实施例对本发明专利作进一步说明。

图1是混合级联H桥九电平逆变器主电路。

图2是主功率单元的电平合成原理图。

图3是主功率单元比较电平的理论计算结果。

图4是本发明所提调制方法的调制原理图。

图5是本发明所提的功率均衡调制方法的电路实现示意图。

图6是应用本发明所提的调制方法后，在不同调制比的情况下，级联单元的调制波、输出电压波形以及逆变器的输出电压波形。

图7是应用本发明所提的调制方法后，在不同调制比的情况下，逆变器主功率单元输出电压基波幅值仿真结果与理论计算结果对比情况。

具体实施方式

本发明提出的适用于混合级联H桥九电平逆变器的功率均衡调制方法主功率单元的输出电平合成原理如图2所示。

以正半周期为例，单元2的输出电压由开关角α确定，其在区间[α，π-α]内输出电平2E，在其余区间内输出0电平；单元1的输出电压由开关角α、β与γ共同确定，其在区间[β，α]、[γ，π-γ]和[π-α，π-β]内输出电平E，在其余区间内输出0电平。这里，开关角α由单元2的调制波v_ref2与单元2的比较电平Ψ₂的交点确定；开关角β和γ由单元1的调制波v_ref1与单元1的比较电平Ψ₁的交点确定。

设逆变器的正弦调制波为v_ref，则单元2的调制波v_ref2为：

v_ref2＝v_ref＝3Em>

这里，m为调制比。

将主功率单元的输出电压进行傅里叶分解，可以得到单元2和单元1的输出电压基波幅值V_o2和V_o1分别为：

根据功率均衡的条件，令单元2输出电压基波幅值V_o2为总输出电压基波幅值的2/3，单元1输出电压基波幅值为总输出电压基波幅值的1/3，即：

结合以上表达式可以得到单元2的比较电平Ψ₂和单元1的比较电平Ψ₁的表达式：

其中，参数a、b和c由下式确定

由以上理论计算可以确定单元2的比较电平Ψ₂和单元1的比较电平Ψ₁随调制比的变化情况如图3所示。其中，在调制比区间[2/π，0.668](即[0.637，0.668])内，由以上表达式确定的比较电平Ψ₁小于0，此时辅助单元会发生轻微的过调制，为了避免这种现象，在此区间内采取Ψ₁＝0的近似处理。如此，由图3可以看出，两个主功率单元的比较电平满足0≤Ψ₁≤E，0≤Ψ₂≤2E，因此在全调制比范围[0，1.156]内辅助单元可以补偿主功率单元产生的低频谐波无功且不会发生过调制现象。此外，可以发现，最大调制比m＝1.156，因此，辅助单元提高了逆变器的直流电压利用率。

本发明的功率均衡调制方法的调制原理图4所示。将正弦调制波v_ref取绝对值后得到单元2的调制波v_ref2，单元2的调制波v_ref2与单元2的比较电平Ψ₂相交截，确定开关角α和π-α，对应的逻辑脉冲信号为C。单元2的调制波v_ref2与单元2的输出电压v_o2相减，得到单元1的调制波v_ref1。单元1的调制波v_ref1与单元1的比较电平Ψ₁相交截，确定开关角β、π-β、γ和π-γ，对应的逻辑脉冲信号为B。单元1的调制波v_ref1与单元1的输出电压v_o1相减，得到辅助单元的调制波v_ref0。辅助单元的调制波v_ref0与一对幅值和频率相同，相位互差180°，介于-E和E之间的三角载波v_tra1和v_tra2进行比较得逻辑脉冲信号A₁和A₂。将正弦调制波v_ref直接与零参考电压进行比较得到极性脉冲信号D，信号D在正半周期恒为高电平，在负半周期恒为0电平。

在正弦调制波v_ref的正半周期内，极性脉冲信号D恒为高电平，开关管Q₁₁、Q₂₁保持恒开通状态(Q₁₂、Q₂₂恒关断)。此时，逻辑脉冲信号C对Q₂₃、Q₂₄所在桥臂的输出电压进行控制，逻辑脉冲信号B对Q₁₃、Q₁₄所在桥臂的输出电压进行控制。三角载波v_tra1和v_tra2对辅助单元输出电压进行倍频调制。因此，此时各级联单元开关管的驱动逻辑信号可以表示为：

在正弦调制波v_ref的负半周期内，极性脉冲信号D恒为零电平，开关管Q₁₃、Q₂₃保持恒开通状态(Q₁₄、Q₂₄恒关断)。此时，逻辑脉冲信号C对Q₂₁、Q₂₂所在桥臂的输出电压进行控制，逻辑脉冲信号B对Q₁₁、Q₁₂所在桥臂的输出电压进行控制。三角载波v_tra1和v_tra2对辅助单元的输出电压进行倍频调制。因此，此时各级联单元开关管的驱动逻辑信号可以表示为：

结合调制波正、负半周期内开关管的驱动规律，得各开关管的驱动信号在一个周期内统一的数学逻辑表达式为：

图5即为上述功率均衡调制方法的电路实现示意图，它由逻辑脉冲发生单元和驱动逻辑分配单元两部分构成。其中，逻辑脉冲发生单元由正弦调制波(v_ref)、绝对值运算电路(Abs)、两个比例运算电路(K₁～K₂)、两个求和电路(J₁～J₂)、三角载波(v_tra1、v_tra2)、五个比较器(T₁～T₅)和两个比较电平(Ψ₁～Ψ₂)组成，其功能是通过调制波和比较电平、三角载波以及零电压的比较产生四个逻辑脉冲信号A₁、A₂、B、C和一个极性脉冲信号D。驱动逻辑分配单元由八个双输入与门(Y₁～Y₈)、两个双输入或门(Z₁～Z₂)和九个非门(X₁～X₉)组成，其功能是实现表达式(9)所述的统一驱动逻辑规律。下面详细介绍其实现原理：

在逻辑脉冲发生单元中，正弦调制波v_ref接绝对值运算电路Abs的输入端，绝对值运算电路Abs的输出端为单元2的调制波v_ref2；单元2的调制波v_ref2接比较器T₁的正相输入端，比较器T₁的反相输入端接入比较电平Ψ₂，比较器T₁的输出端接比例运算电路K₂的输入端，比例运算电路K₂的输出信号与单元2的调制波v_ref2同时接入求和电路J₁，经过差运算得到单元1的调制波v_ref1；单元1的调制波v_ref1接比较器T₂的正相输入端，比较器T₂的反相输入端接入比较电平Ψ₁，比较器T₂的输出端接比例运算电路K₁的输入端，比例运算电路K₁的输出信号与单元1的调制波v_ref1同时接入求和电路J₂，经过差运算得到辅助单元的调制波v_ref0；辅助单元的调制波v_ref0接比较器T₃～T₄的正相输入端，三角载波v_tra1接比较器T₃的反相输入端，三角载波v_tra2接比较器T₄的反相输入端；正弦调制波v_ref接入比较器T₅的正相输入端，比较器T₅的反相输入端接零参考电位。

在驱动逻辑分配单元中，比较器T₃的输出端接非门X₁，比较器T₅的输出端接非门X₃，非门X₁的输出信号和非门X₃的输出信号接与门Y₁的两个输入端，比较器T₃的输出端和比较器T₅的输出端接与门Y₅的两个输入端，与门Y₁的输出端和与门Y₅的输出端接或门Z₁的两个输入端，或门Z₁的输出信号作为开关管Q₀₁的驱动信号，或门Z₁的输出端接非门X₄后的输出信号作为开关管Q₀₂的驱动信号；比较器T₄的输出端接非门X₂，比较器T₅的输出端接非门X₃，非门X₂的输出信号和非门X₃的输出信号接与门Y₂的两个输入端，比较器T₄的输出端和比较器T₅的输出端接与门Y₆的两个输入端，与门Y₂的输出端和与门Y₆的输出端接或门Z₂的两个输入端，或门Z₂的输出信号作为开关管Q₀₄的驱动信号，或门Z₂的输出端接非门X₅后的输出信号作为开关管Q₀₃的驱动信号；比较器T₅的输出端经非门X₃后和比较器T₂的输出端接与门Y₃的两个输入端，与门Y₃的输出信号作为开关管Q₁₂的驱动信号，与门Y₃的输出信号接非门X₇后的输出信号作为开关管Q₁₁的驱动信号；比较器T₂的输出端和比较器T₅的输出端接与门Y₇的两个输入端，与门Y₇的输出信号作为开关管Q₁₄的驱动信号，与门Y₇的输出信号接非门X₆后的输出信号作为开关管Q₁₃的驱动信号；比较器T₅的输出端经非门X₃后和比较器T₁的输出端接与门Y₄的两个输入端，与门Y₄的输出信号作为开关管Q₂₂的驱动信号，与门Y₄的输出信号接非门X₉后的输出信号作为开关管Q₂₁的驱动信号；比较器T₁的输出端和比较器T₅的输出端接与门Y₈的两个输入端，与门Y₈的输出信号作为开关管Q₂₄的驱动信号，与门Y₈的输出信号接非门X₈后的输出信号作为开关管Q₂₃的驱动信号。

图6是应用本发明所提的功率均衡调制方法后，在不同调制比的情况下，级联单元的调制波、输出电压波形以及逆变器的输出电压波形。其中，图6(a)中m＝0.3，图6(b)中m＝0.5，图6(c)中m＝0.9，图6(d)中m＝1.1。从图中可以看出，混合级联H桥九电平逆变器三个级联单元协同工作，单元2和单元1的输出电压为低频方波，只有辅助单元工作于高频状态，输出电压为高频调制的PWM波形。随着调制比的变化，逆变器分别合成连续变化且高频调制的三电平、五电平、七电平和九电平PWM波形。

图7是应用本发明所提的功率均衡调制方法后，在不同调制比(m＝0.3、0.5、0.9和1.1)的情况下，逆变器主功率单元输出电压基波幅值仿真结果与理论计算结果对比情况。从图中可以看出，随着调制比的变化，逆变器的两个主功率单元输出电压基波幅值之比始终保持为1∶2不变，仿真结果与理论计算结果相符，说明该调制方法可以在全调制比范围内实现级联单元的功率均衡控制。