隔离式DC-DC 转换器及其控制方法

摘要

公开了一种隔离式DC‑DC转换器及其控制方法。方法包括：在非瞬态负载条件期间以固定的第一切换周期和可变占空比来切换转换器的初级侧开关器件，从而在由能量循环间隔分开的第一能量传递间隔期间穿过转换器的变压器传递能量，使得每个第一能量传递间隔与第一切换周期之比小于一。方法还包括：在瞬态负载条件期间以与第一切换周期不同的第二切换周期来切换初级侧开关器件，从而在时长被确定为避免变压器芯饱和的第二能量传递间隔期间穿过变压器传递能量，并且使得分开第二能量传递间隔的任何能量循环间隔比分开第一能量传递间隔的能量循环间隔更短。

说明书

技术领域

本申请涉及隔离式DC-DC转换器，并且特别地涉及用于避免DC-DC转换器中的变压器芯在瞬态负载条件下饱和的技术。

背景技术

在诸如降压转换器的非隔离式DC-DC(直流到直流)转换器中，可以通过高边和低边晶体管的适当定时来实现最佳瞬态负载条件响应，以平衡转换器的输出电容器上的电荷。这样的方法实现了针对给定设计的可能的最小下冲。在转换器的初级侧通过变压器耦合至次级侧的诸如全桥和半桥的隔离拓扑中，变压器芯饱和阻止了上述非隔离方法的直接应用。在线性控制回路下，通常通过使变压器芯的尺寸过大并假定可以在最小输入电压下施加最大占空比，来避免变压器芯在瞬态负载条件下饱和。或者，根据输入电压来限制最大占空比，这降低了瞬态响应。在任一情况下，期望在不增加转换器的大小或成本的情况下避免隔离式DC-DC转换器中的变压器芯饱和的更优化的响应。

发明内容

根据一种控制隔离式DC-DC转换器的方法的实施方式，其中隔离式DC-DC转换器包括通过具有芯的变压器耦合至次级侧整流器件的初级侧开关器件，方法包括：在非瞬态负载条件期间，以固定的第一切换周期和可变占空比来切换初级侧开关器件，从而在被能量循环间隔分开的第一能量传递间隔期间穿过变压器传递能量，使得每个第一能量传递间隔与第一切换周期之比小于一(unity)；以及在瞬态负载条件期间，以与第一切换周期不同的第二切换周期来切换初级侧开关器件，从而在时长被确定为避免变压器芯饱和的第二能量传递间隔期间穿过变压器传递能量，并且使得分开所述第二能量传递间隔的任何能量循环间隔比分开第一能量传递间隔的能量循环间隔短。

根据一种隔离式DC-DC转换器的实施方式，该隔离式DC-DC转换器包括：初级侧开关器件；次级侧整流器件；具有芯的变压器，变压器将初级侧开关器件耦合至次级侧整流器件；以及控制器。控制器可操作用于：在非瞬态负载条件期间，以固定的第一切换周期和可变占空比来切换初级侧开关器件，从而在由能量循环间隔分开的第一能量传递间隔期间穿过变压器传递能量，使得每个第一能量传递间隔与第一切换周期之比小于一。控制器还操作用于：在瞬态负载条件期间，以与第一切换周期不同的第二切换周期来切换初级侧开关器件，从而在时长被确定为避免变压器芯饱和的第二能量传递间隔期间穿过变压器传递能量，并且使得分开第二能量传递间隔的任何能量循环间隔比分开第一能量传递间隔的能量循环间隔短。

在阅读下面详细的描述以及观看附图后，本领域的技术人员将会认识到另外的特征和优点。

附图说明

附图中的元素不一定相对于彼此按比例绘制。相似的附图标记指示相应的相似部分。示出的各个实施方式的特征可以组合，除非它们彼此排斥。在附图中描绘了实施方式，并且将在下面的描述中对其进行详细描述。

图1示出了隔离式DC-DC电压转换器的示意图；

图2示出了与隔离式DC-DC电压转换器在非瞬态和瞬态模式二者下的操作相关联的波形；

图3示出了退出瞬态模式的一个实施方式相关联的波形；

图4示出了与退出瞬态模式的另一实施方式相关联的波形；

图5示出了与退出瞬态模式的又一实施方式相关联的波形；

图6示出了与进入瞬态模式的一个实施方式相关联的波形；

图7示出了与进入瞬态模式的另一实施方式相关联的波形；

图8示出了与进入瞬态模式的又一实施方式相关联的波形。

具体实施方式

本文中描述的实施方式提供了用于避免隔离式DC-DC电压转换器中的变压器芯饱和的技术。通过保持变压器两端的受限的伏秒(V-s)而不对切换频率进行线性环路约束，这些技术使得变压器小型化而不会降低瞬态性能。在非瞬态负载条件期间，隔离式DC-DC电压转换器的初级侧开关器件以固定的第一切换周期和可变占空比切换，从而在由能量循环间隔分开的第一能量传递间隔期间穿过变压器传递能量，使得每个第一能量传递间隔与第一切换周期之比小于一。在负载电流发生瞬时或接近瞬时的变化的瞬态负载条件期间，隔离式DC-DC电压转换器的初级侧开关器件以与第一切换周期不同的第二切换周期切换，以在时长被确定为避免变压器芯饱和的第二能量传递间隔期间穿过变压器传递能量，并且使得分开第二能量传递间隔的任何能量循环间隔比分开第一能量传递间隔的能量循环间隔短。

通过该方法，初级侧开关器件产生直至峰值的有效恒定斜坡电流，之后是关断时间，在关断时间期间，初级侧开关器件被关断并且次级侧上的整流器可以关断或接通。这种方法可以用于包括具有PWM(脉冲宽度调制)控制的半桥和具有PWM控制和相移控制的全桥的各种类型的隔离式DC-DC电压转换器，并且在不使变压器芯饱和并且不会过度设计(overdesign)变压器的情况下实现快速瞬态响应。在本文中还描述了用于进入和退出瞬态操作模式的各个实施方式。

在下面的详细描述及相关联的附图中提供了隔离式DC-DC电压转换器以及隔离式DC-DC电压转换器的控制方法的各个实施方式。所描述的实施方式提供了特定示例，其用于说明目的而不旨在进行限制。可以对示例实施方式的特征和方面进行组合或重新布置，除非上下文不允许这样做。

图1示出了可以实现通量限制的快速瞬态响应的隔离式DC-DC电压转换器100的实施方式。所示的隔离式DC-DC电压转换器100具有中心抽头整流器配置，但是本文所描述的技术也适用于作为使用与中心抽头配置相同的信号的全桥配置的诸如全波整流器的其他整流器拓扑。隔离式DC-DC电压转换器100具有：初级侧，其包括初级侧开关器件Q₁-Q₄；次级侧，其包括次级侧整流器件SR₁-SR₂；变压器102，其将初级侧开关器件Q₁-Q₄耦合至次级侧的侧整流器件SR₁-SR₂，以及控制器104，其用于控制转换器100的工作。

本文所述的通量限制快速瞬态响应技术控制初级侧开关器件Q₁-Q₄的切换，并且由于根据初级侧开关器件控制信号来生成次级侧整流器件控制信号而间接地控制次级侧整流器件SR₁-SR₂。次级侧整流器件SR₁-SR₂在图1中被示出为晶体管开关器件，但是替代地可以被实现为不具有同步整流(SR)控制信号的二极管。如果次级侧整流器件SR₁-SR₂被实现为晶体管开关器件，则次级侧整流器件SR₁-SR₂跟随初级侧的相应切换。

在任一配置中，输入电源V_in将电力提供给隔离式DC-DC电压转换器100，并且转换器100将输出电力供应给通常被表示为电阻器R_L的负载。输入电源V_in被提供给转换器100的初级侧，该初级侧利用初级侧开关器件Q₁-Q₄将输入电源耦合至变压器102。初级侧开关器件Q₁-Q₄中的每一个在驱动器级内具有相关联的驱动器。未示出驱动器级和相关的驱动器电路以便于说明，并且可以使用任何标准的驱动器级/电路。在图1中，初级侧开关器件Q₁-Q₄被定向成全桥配置。

初级侧开关器件Q₁、Q₂、Q₃、Q₄在图1中被示出为增强型金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)，但也可以使用其他开关类型。例如，在一些应用中，可以优选结型场效应晶体管(JFET)、双极结型晶体管(BJT)、绝缘栅双极晶体管(IGBT)、高电子迁移率晶体管(HEMT)或其他类型的功率晶体管。初级侧开关器件Q₁、Q₂、Q₃、Q₄可以被集成在同一半导体管芯上，可以每个都被设置在单独的管芯上，或者也可以被分布在多个半导体管芯上。相应的驱动电路(未示出)可以与其相应的初级侧开关器件Q₁、Q₂、Q₃、Q₄一样被集成在相同的半导体管芯上，或者可以被设置在单独的管芯上。

变压器102具有N1转的初级绕组P，均具有N2转的次级绕组S₁、S₂和芯106。图1的变压器120还包括漏电感，该漏电感不是单独的部件，而是构成不包括在绕组P、S₁、S₂中的杂散电感。在图1中，次级绕组S1、S2在中心抽头处连接在一起。整流电压节点耦合至该中心抽头。假定漏电感的影响不大，则比值N2/N1决定了整流电压V_rect与变压器102的输入电压V_AB之比。

接下来将更详细地描述隔离式DC-DC电压转换器100在非瞬态和瞬态负载条件二者下的操作。非瞬态负载条件是指负载电流保持相对不变，而瞬态负载条件是指负载电流发生了瞬时或接近瞬时的变化。控制器104被配置成在负载电流保持相对不变的非瞬态模式以及在负载电流发生瞬时或接近瞬时变化的瞬态模式二者下工作。

通常，控制器104负责控制(在被实现为晶体管的情况下的)初级侧开关器件Q₁-Q₄和次级侧整流器件SR₁和SR₂，以便向负载提供必要的电力(电压V_O和电流I_L)。这包括生成控制(在被实现为晶体管的情况下的)初级侧开关器件Q₁-Q₄以及次级侧整流器件SR₁和SR₂的PWM波形。生成控制(在被实现为晶体管的情况下的)初级侧开关器件Q₁-Q₄以及次级侧整流器件SR₁和SR₂的PWM波形以确保向负载提供足够的功率，并且该生成通常基于输出电压V_O和/或负载电流I_L。常规技术被用于基于负载需求来生成基线PWM波形。

例如，包括在主控制器104中或与主控制器104相关联的比例、积分和微分(PID)控制器108可以使用输出电压V_O自适应地确定占空比。数字脉冲宽度调制器(DPWM)110可以使用由PID控制器108提供的占空比信息来生成控制(在被实现为晶体管的情况下的)初级侧开关器件Q₁-Q₄和次级侧整流器件SR₁和SR₂的切换的PWM波形。由于这样的技术是众所周知的，因此在本文中将不对其进行进一步描述。相反，以下描述侧重于本发明特有的方面，其涉及用于修改PWM波形以防止变压器芯106在瞬态负载条件下饱和的技术。为此，控制器104包括用于实现本文所述的防止变压器芯饱和技术的瞬态辅助控制和保护单元112。

可以使用模拟硬件部件(例如晶体管、放大器、二极管和电阻器)与主要包括数字部件的处理器电路的组合来实现控制器104及其组成部分。处理器电路可以包括数字信号处理器(DSP)、通用处理器和专用集成电路(ASIC)中的一个或更多个。控制器104还可以包括：存储器，例如诸如闪存的非易失性存储器，其包括供处理器电路使用的指令或数据；以及一个或更多个定时器。控制器104输入传感器信号，例如与V_O和I_L相对应的信号。

接下来将参照图2描述隔离式DC-DC电压转换器100的详细操作。图2示出了与转换器100在非瞬态和瞬态模式二者下的操作相关联的各个波形。这些波形包括变压器102的初级绕组P两端的电压V_AB、转换器100的输出电感器L_O中的电流i_L、转换器100的输出电容器C_O两端的电压V_O以及变压器芯106的磁通密度B。图2还示出了负载电流从第一(较低)目标值i_L1向第二(较高)目标值i_L2变化的瞬态负载条件以及相应的差值ΔI_O。在目标电流的该转变期间，控制器104在瞬态模式下工作。在转变之前和之后，控制器104在非瞬态模式下工作。

非瞬态模式

在输入电源V_in的正半周期内的能量传递间隔期间，初级侧开关器件Q₁和Q₃通过相应的PWM信号导通，由此在变压器102的初级绕组P两端产生正电压+V_AB。在输入电源V_in的负半周期内的能量传递间隔期间，初级侧开关器件Q₂和Q₄通过相应的PWM信号导通，由此在变压器102的初级绕组P两端提供负电压-V_AB。能量循环间隔发生在连续的能量传递间隔之间。对于PWM控制，在能量循环间隔期间发生所谓的死区时间，在死区时间中初级侧开关器件Q₁、Q₂、Q₃、Q₄都不导通并且在变压器102的初级绕组P两端不提供电压。在PWM控制下的能量循环间隔期间，电流仅在次级侧而不在初级侧流动。对于相移调制(PSM)控制，在能量循环间隔期间，初级侧开关器件Q₁和Q₂执行电流循环；或初级侧开关器件Q₃和Q₄执行电流循环。因此，在PSM控制下的能量循环间隔期间，电流在初级侧和次级侧二者中循环。为了方便和简化说明，本文在PWM控制的背景下描述隔离式DC-DC电压转换器100的操作细节。然而，本领域的技术人员容易理解的是，本文描述的技术同样适用于PSM控制。

通过标准的基于PWM的方法，控制器104在非瞬态负载条件期间以固定(恒定)的第一切换周期T_S1和可变占空比D来切换初级侧开关器件Q₁、Q₂、Q₃、Q₄，从而在由能量循环间隔分开的第一(非瞬态模式)能量传递间隔期间穿过变压器102传递能量。PID控制器108确定可变占空，使得每个能量传递间隔T_energyTx与固定切换周期T_S1之比小于一，即T_energyTx/T_S1<1。因此，如图2所示，在能量传递间隔之间提供充足的死区时间，以便允许控制器104对瞬态负载条件作出反应。

瞬态模式

在瞬态负载条件期间，控制器104使隔离式DC-DC电压转换器的初级侧开关器件Q1、Q2、Q3、Q4以与第一(非瞬态模式)切换周期T_S1不同的第二(瞬态模式)切换周期T_S2切换，以便在时长为T_on,max的第二(瞬态模式)能量传递间隔期间穿过变压器102传递能量，并且使得分离瞬态模式能量传递间隔的任何能量循环间隔比分离非瞬态模式能量传递间隔的能量循环间隔短。瞬态模式切换周期T_S2可以大于或小于非瞬态模式切换周期T_S1。如果瞬态模式切换周期T_S2小于非瞬态模式切换周期T_S1，则在瞬态模式下，初级侧开关器件Q₁、Q₂、Q₃、Q₄以比非瞬态模式更高的切换频率切换。

控制器104可以例如基于V_O和/或I_L来检测瞬态负载条件。响应于瞬态负载条件，控制器104基于瞬态模式下的能量传递间隔的时长T_on，max来确定瞬态模式切换周期T_S2，其对应于施加到隔离式DC-DC电压转换器的初级侧开关器件Q₁、Q₂、Q₃、Q₄的导通时间脉冲的宽度。瞬态模式能量传递间隔的时长T_on，_max被确定成避免变压器芯106饱和。如果瞬态模式能量传递间隔超过T_on，max，则变压器芯106中的磁通密度B将增大/减小至其正/负饱和极限。

输入电压V_in影响变压器芯106中的磁通密度的转换速率。V_in的增加相应地使磁通密度的转换速率增加。控制器104可以相应地调整瞬态模式下的能量传递间隔的时长T_on,max。例如，较高的V_in转换为瞬态模式下更窄的T_on,max脉冲。通过基于隔离式DC-DC转换器100的新的输入电压幅值来调整瞬态模式下能量传递间隔的时长T_on，max，可以避免变压器芯106在瞬态负载条件期间针对新的输入电压幅值饱和。由于如本文所述瞬态模式的切换周期T_S2从T_on，max得出，因此控制器104还基于新确定的瞬态模式能量传递间隔的时长来调整T_S2。

下文将详细描述用于确定T_on,max的各个实施方式。在非瞬态模式下以完全不同的方式来确定切换周期T_S1。在非瞬态模式下，切换周期T_S1是固定(恒定)的，并且基于各种系统参数来确定。在非瞬态模式期间被施加至初级侧开关器件Q₁、Q₂、Q₃、Q₄的PWM信号的可变占空比例如基于输出电压V_O和切换频率来确定。因此，频率不被用于在非瞬态模式下提供对输出的调节，但是在瞬态模式下切换频率将改变使得为输出电感器L_O提供必要的能量传递。

初级侧开关器件Q₁、Q₂、Q₃、Q₄的可变占空比(D)和导通时间通过非瞬态模式下的切换周期相关，如由Ton＝D*T_s1给出的。最大占空比Dmax可以由用户例如基于变压器饱和(V/sec)限制来设置。

在瞬态模式中，最大占空比Dmax转换为避免变压器芯106以过大的V/秒饱和的时长T_on,max。包括在控制器104中或与控制器104相关联的瞬态辅助控制和保护单元112使用被施加至初级侧开关器件Q₁、Q₂、Q₃、Q₄的导通时间脉冲的时长T_on,max来确定用于瞬态模式的切换周期T_S2。理想地，瞬态辅助控制和保护单元112将瞬态模式切换周期T_S2设置成等于瞬态模式能量传递间隔的时长的两倍，即如图2所示的T_S2＝2*T_on，max。在该配置下，在被施加到变压器102的初级线圈P的电压V_AB的正半周期和负半周期之间没有死区时间。在非理想设置中，瞬态模式切换周期T_S2可以被设置为等于瞬态模式能量传递间隔的时长T_on，max的两倍加上死区时间，即T_S2＝2*T_on，max+2个能量循环间隔，以确保初级侧开关器件Q₁、Q₂、Q₃、Q₄的正常工作。

在任一情况下，与非瞬态模式相比，在瞬态模式下，变压器初级线圈电压V_AB的正和负半周期之间几乎没有死区时间。因此，在隔离式DC-DC电压转换器100的输出电感器L_O两端施加恒定或几乎恒定的电压，并且电感器斜坡电流I_L以线性或几乎线性的方式增大。变压器102的初级线圈P两端的电压V_AB的方波产生电感器i_L的恒定斜坡，如以下等式所示：

di_L/dt＝(V_rect–V_o)/L,>

V_rect＝V_in/N(全桥),>

V_rect＝V_in/2/N(半桥)，>

其中，V_rect是隔离式DC-DC转换器100的次级侧上的整流电压。

电感器电流i_L在瞬态模式下线性地或接近似线性地增加，直至达到变压器102的峰值电流值i_{PK_TFMR}。控制器104可以监测电感器电流i_L并将所监测的电感器电流与预定阈值进行比较，以确定何时达到变压器102的峰值电流值i_{PK_TFMR}。变压器102的峰值电流值i_{PK_TFMR}可以基于输入电压V_in、负载级(step)ΔI_O和输出电感器来被确定，并且被设置成使得图2中的区域A和区域B理想地相等或几乎相等。用于测量输出电压和电感器电流的各种技术在电压转换器领域中是众所周知的，因此不再提供进一步解释。

接下来描述涉及退出瞬态模式并且重新进入非瞬态模式的实施方式。

退出非瞬态模式

当达到变压器102的峰值电流值i_{PK_TFMR}时，控制器104继续在瞬态模式下工作，但是防止初级侧开关器件Q₁、Q₂、Q₃、Q₄在瞬态模式切换周期T_S2切换，使得输出电感器L_O的电流开始下降。在一个实施方式中，当到达变压器102的峰值电流值iPK_TFMR时，控制器104将施加到变压器的瞬态模式能量传递间隔的时长T_on,max截短为T_on,slice。这在图2中示出，其中瞬态模式中的最后一个能量传递间隔被示为变压器102的初级绕组P两端的截短的或缩短的负方波电压V_AB。

在输出电感器L_O中的电流下降到新的目标值i_L2之后，输出电压V_O再次进入调整，并且控制器104重新进入非瞬态模式。如图2所示，在非瞬态模式中，控制器104恢复初级侧开关器件Q₁、Q₂、Q₃、Q₄在非瞬态模式切换周期TS1的切换。

图3示出了控制器104试图在恢复初级侧开关器件Q₁、Q₂、Q₃、Q₄在非瞬态模式切换周期T_S1的切换之前使变压器芯106内的磁通密度达到零或接近于零的实施方式。变压器芯106必须能够处理在非瞬态模式切换周期T_S1的在第一全能量传递间隔期间施加至变压器102的初级线圈P的电压脉冲的宽度。为此，控制器104在达到变压器102的峰值电流值i_{PK_TFMR}之后并且在恢复初级侧开关器件Q₁、Q₂、Q₃、Q₄在非瞬态模式切换周期T_S1切换之前，将恢复脉冲施加至初级侧开关器件Q₁、Q₂、Q₃、Q₄中的一对。恢复脉冲的时长T_on,rec足以使变压器芯106内的磁通密度为零或接近零。

在一个实施方式中，恢复脉冲具有与瞬态模式下的能量传递间隔相同的时长T_on,max。利用这种方法，由于恢复脉冲使变压器芯106的磁通密度达到零或接近于零并且因而可能不足以支持负载，因此输出电压V_O可能具有轻微的下冲。

在另一实施方式中，基于变压器芯106的磁通密度测量来确定恢复脉冲的时长T_on,rec。控制器104使用磁通密度测量来在紧接在恢复初级侧开关器件Q₁、Q₂、Q₃、Q₄在非瞬态模式切换周期T_S1的切换之前使变压器芯106内的磁通达到零或接近于零。瞬态操作模式可以将有限的非零平均值引入磁通密度。在本实施方式中，由于通过磁通密度测量获知了变压器芯106的磁通密度，因此大大简化了恢复脉冲的时长T_on,rec的计算。

图4示出了瞬态模式下的最终能量传递间隔被截短以便如本文之前结合图2所说明的那样在瞬态负载事件期间具有时长T_on,slice的又一实施方式。这样，与其他瞬态模式能量传递间隔的时长T_on,max相比，瞬态负载条件期间的最终能量传递间隔具有更短的时长T_on,slice。根据图4所示的恢复脉冲的实施方式，控制器104将恢复脉冲的时长T_on,rec设置为瞬态模式下的最终能量传递间隔的时长减去其他瞬态模式能量传递间隔的时长的差值，即T_on，rec＝T_on，max-T_on，slice。非瞬态模式下的后续脉冲可以通过标准线性反馈回路和标准慢通量平衡回路来被确定。

图5示出了由最大导通时间T_on,max限制的第一恢复脉冲可能不足以平衡变压器芯106中的磁通量的又一实施方式。根据该实施方式，控制器104向与第一(初始)恢复脉冲相反的一对初级侧开关器件施加第二(附加)恢复脉冲。第二恢复脉冲比第一恢复脉冲窄。例如，第二脉冲的时长可以是D*T_s2/2-T_on,rec。在图5中，标准线性控制回路在非瞬态模式下接管，但变压器芯106的磁通密度上升。控制器104可以实现附加的非线性触发器型脉冲以将通量驱动到平衡状态。可以使用标准的慢回路来逐渐强制非线性触发器脉冲收敛至线性运算。

接下来描述涉及从非瞬态模式进入瞬态模式的实施方式。

进入瞬态模式

包括在控制器104中或与控制器104相关联的瞬态辅助控制和保护单元112选择要施加至(在被实现为晶体管的情况下的)初级侧开关器件Q₁-Q₄和次级侧整流器件SR₁和SR₂的栅极的信号源。该选择基于误差信号。误差信号可以对应于图1所示的参考电压V_ref与输出电压V_O之差。选择可以基于误差幅值、误差的导数、误差幅值存在的时间长度等中的一个或更多个。

图6示出了进入瞬态模式的实施方式，其中，控制器104基于紧接在瞬态负载条件之前的非瞬态模式中能量传递间隔的最后已知占空比来确定瞬态模式下的能量传递间隔的时长T_on,max。根据该实施方式，在瞬态模式下被施加至(在被实现为晶体管的情况下的)初级侧开关器件Q₁-Q₄和次级侧整流器件SR₁和SR₂的栅极的脉冲具有与紧接在瞬态负载条件之前的非瞬态模式下所施加的脉冲相同的时长(宽度)。该方法在瞬态模式下以最高的切换频率操作。

图7示出了进入瞬态模式的另一实施方式，其中，控制器104将瞬态模式能量传递间隔的时长T_on，max设置为避免变压器芯106在瞬态负载条件期间饱和的预设定值。根据该实施方式，控制器104在瞬态模式中使用避免变压器芯106饱和的最大占空比。变压器芯106中的磁通量将增大超过稳态值，但是可以限于标准线性环路将在非瞬态模式下以占空比限制遇到的情况。

图8示出了进入瞬态模式的又一实施方式。根据本实施方式，控制器104增加瞬态模式能量传递间隔中至少之一的时长，以便在变压器芯106中实现零或接近零的平均磁通密度。例如，控制器104可以在瞬态模式下逐渐增加能量传递间隔的时长。在一个实施方式中，控制器104基于紧接在瞬态负载条件之前的非瞬态模式下的能量传递间隔的最后已知的占空比T_on，ss来设置在瞬态负载条件开始时发生的初始瞬态模式能量传递间隔的时长T_on1，如由以下等式给出的：

T_on1＝T_on,ss+ΔT_on>

其中，ΔT_on是将变压器芯106的磁通密度从稳态极限B_pk,ss移至瞬态极限B_pk,transient所需的额外导通时间。这样，与非瞬态模式相比，可以在瞬态模式中施加更宽松的磁通密度限制。控制器104可以将瞬态模式下的能量传递间隔的后续间隔的时长T_on，max设置为预设定值，该预设定值大于初始瞬态模式能量传递间隔的时长T_on1并且避免变压器芯106饱和。如上所述，可以将预设定值确定成避免变压器芯在瞬态极限B_pk,transient而不是在更严格的稳态极限B_pk,ss处饱和。

根据另一实施方式，控制器104在瞬态负载条件开始时截短初始瞬态模式能量传递间隔的时长，从而避免变压器芯106在隔离式DC-DC电压转换器100开始响应于瞬态负载条件时饱和。不管在瞬态模式下是否允许宽松的变压器芯饱和极限B_pk,transient，这种方法都适用。

根据又一实施方式，控制器104基于变压器芯106的磁通密度测量来确定瞬态模式下能量传递间隔的时长T_on,max。这种方法产生了瞬态模式下的正半周期能量传递间隔以及负半周期能量传递间隔，正半周期能量传递间隔在达到磁通密度测量所指示的变压器芯106的正通量密度极限时终止，而负半周期能量传递间隔在达到如磁通密度测量所指示的变压器芯106的负通量密度极限时终止。

如本文所使用的，术语“具有”、“包含”、“包括”等是指示所陈述的元件或特征的存在的开放式术语，但不排除附加元件或特征。单数形式的术语旨在包括复数形式和单数形式，除非上下文另外明确指出。

要理解的是，本文所描述的各个实施方式的特征可以彼此组合，除非另外具体指出。

虽然文中示出和描述了具体实施方式，但是本领域普通技术人员将理解，在不脱离本发明的范围的情况下，可以用各种替选和/或等同实现来替代所描述和示出的具体实施方式。本申请旨在涵盖文中所讨论的具体实施方式的任何修改或变型。因此，本发明旨在仅由权利要求及其等同物来限制。