三态高增益电流源型逆变器运行控制方法

摘要

本发明公开了一种三态高增益电流源型逆变器运行控制方法，是对逆变器的交流输出侧进行电网输出电流控制、电网电压前馈补偿控制以及电网输出电容电压控制，并对逆变器的直流输入侧进行直流电流控制，根据获得的控制结果进行空间矢量脉冲宽度调制SVPWM发波，从而驱动三态高增益电流源型逆变器的七路开关管。本发明针对公开号为CN103259442A的高增益电流型逆变器，给出了相适应的三态高增益电流源型逆变器运行控制方法，有效解决了其七路开关管的驱动问题，实现直流侧和交流侧的稳定运行。

说明书

技术领域

本发明属于光伏并网逆变器领域，更具体地说是涉及一种三态高增益电流源型逆变器运行控制方法。

背景技术

近年来，由于能源危机和环境问题全球化日益严峻，太阳能作为可再生绿色能源，是各国着力发展的新能源之一。光伏并网发电更是具有广阔的发展前景。在光伏并网发电系统中，逆变器是能量转换和控制方面的核心。其性能不仅影响和决定整个光伏并网系统是否能够稳定、安全、可靠、高效地运行，也是影响整个系统使用寿命的主要因素。出于安全性考量，光伏阵列输出电压一般较低，不能满足并网要求，且其最大功率运行点电压会随太阳辐射及温度的变化而变化。因此，为了确保并网发电以及并网的电能质量，要求并网逆变器具有较宽的直流输入电压范围，即较高的升压逆变能力。为了解决相关问题，有两种常见方式来提高逆变器电压输出增益。一种是在逆变器后面加入一个工频升压变压器，另一种是采用多级式级联逆变器。但是，前者工频变压器增加了系统的体积、重量和成本，使系统的功率密度大为降低，同时存在噪声污染。后者由于DC/DC升压部分电路的占空比有限，升压能力会受到限制；同时，该结构拓扑电路较为复杂，功率器件多，成本较高，效率较低。

单级升压逆变器因其所具备的高效性、可靠性以及低成本特性而成为了研究的热点。Z源逆变器和准Z源逆变器虽然显现了独特的单级升降压特性，也具备较宽的电压输入范围，但是升压范围终究有限。再者，过大的直通占空比更会降低调制度和输出电压幅值。

在公开号为CN103259442A的专利申请文件中公开了一种高增益电流型逆变器，其是在逆变器直流侧增加一个电感网络，该电感网络由二极管D7、二极管D8、二极管D9、电感L1、电感L2和功率开关管S₀组成，如图2所示，该拓扑共有三种状态，分别是直通状态、有源状态和续流状态。由于直流侧的电感网络增加了一个功率开关管S₀，即为七路开关管，因此，传统的针对六路开关管的逆变器的驱动方式在该结构的逆变器中无法适用，迄今未有相关技术方案的公开报导。

发明内容

本发明针对公开号为CN103259442A的高增益电流型逆变器，提供一种相适应的三态高增益电流源型逆变器运行控制方法，解决其七路开关管的驱动问题，实现直流侧和交流侧的稳定运行。

本发明为解决技术问题采用如下技术方案：

本发明三态高增益电流源型逆变器运行控制方法，所述逆变器是在直流侧包含有由二极管D7、二极管D8、二极管D9、电感L1、电感L2和功率开关管S₀组成的开关电感网络；其特点是所述控制方法按如下步骤进行：

步骤1：对所述逆变器的交流输出侧进行电网输出电流控制、电网电压前馈补偿控制以及电网输出电容电压控制，得到电流矢量在两相静止坐标系下的电流分量和

步骤2：对所述逆变器的直流输入侧进行直流电流控制，得到直通占空比D_s；

步骤3：根据所述电流分量和以及直通占空比D_s进行空间矢量脉冲宽度调制SVPWM发波。

本发明三态高增益电流源型逆变器运行控制方法的特点也在于：按如下过程获得电流矢量在两相静止坐标系下的电流分量和

所述电网输出电流控制是指：将电网输出电流给定值与电网输出电流实际值做差，其差值经PI控制器获得电网输出电流控制输出信号；

将所述电网输出电流控制输出信号作为电网输出电容电压控制给定值，以其减去输出电容电压实际值，并加上作为前馈控制的电网电压实际值，再经PI控制器获得电流矢量在两相旋转坐标系下的电流分量和将所述两相旋转坐标系电流分量和通过克拉克变换获得电流矢量在两相静止坐标系下的电流分量和

所述电网输出电流实际值是将电网输出三相电流经派克变换得到的两相旋转坐标系下的d轴和q轴分量；所述输出电容电压实际值是将电网输出三相电容电压经派克变换得到的两相旋转坐标系下的d轴和q轴分量；所述电网电压实际值将电网三相电压经派克变换得到的两相旋转坐标系下的d轴和q轴分量。

本发明三态高增益电流源型逆变器运行控制方法的特点也在于：按如下过程获得直通占空比D_s：对于直流侧电流，将电感电流给定值与实际值I_L做差，其差值经PI控制器的输出值即为直通占空比D_s。

本发明三态高增益电流源型逆变器运行控制方法的特点也在于：按如下方式进行空间矢量脉冲宽度调制SVPWM发波：

4.1由式(2)计算获得电流矢量在两相旋转坐标系下角度θ：

由式(3)计算获得电流矢量所在的扇区k和电流矢量在单个扇区内的角度α；

式(3)中，INT为取整函数；

由式(4)计算获得边界矢量V1的作用时间T_a和边界矢量V2的作用时间T_b：

式(4)中，M为调制度；I_ref为电流矢量的幅值，

为电感电流给定值；T为计算周期，T＝1-T_c，T_c为直通状态作用时间，T_c＝D_s；

4.2、设置发波计数器为连续增减计数模式，将所述发波计数器的计数值T_cn由式(5)换算为T_cnt值，T_pr为设定的发波计数器的计数周期：

定义T_k＝T_c+T_a,T_k+1＝T_c+T_a+T_b；

将T_cnt值分别与T_k+1值、T_k值和T_c值进行比较，分别获得信号波形A、B和C：

当：T_cnt≥T_k+1值时，信号波形置为高电平，当T_cnt<T_k+1值时，信号波形置为低电平，由此获得信号波形A；

当：T_cnt≥T_k值时，信号波形置为高电平，当T_cnt<T_k值时，信号波形置为低电平，由此获得信号波形B；

当：T_cnt≥T_c值时，信号波形置为高电平，当T_cnt<T_c值时，信号波形置为低电平，由此获得信号波形C；

4.3、将所述信号波形A、B和C进行逻辑变换，分别得到：

续流状态时序I₀、有源状态时序I_k和I_k+1，以及直通状态时序I_s：

依据续流状态时序I₀、有源状态时序I_k和I_k+1以及直通状态时序I_s实现三态高增益电流源型逆变器的驱动发波。

与已有技术相比，本发明有益效果体现在：

1、本发明针对公开号为CN103259442A的高增益电流型逆变器，给出了相适应的三态高增益电流源型逆变器运行控制方法，有效解决了其七路开关管的驱动问题，实现直流侧和交流侧的稳定运行。

2、本发明基于逆变器，通过对直流侧开关管的控制实现逆变器三态运行；在直流侧依据直流电流对其直通占空比进行控制，具有良好的抗干扰性能；对于网侧三相电流的控制主要为了实现逆变器网侧正弦波电流控制，提高了网侧电流的跟踪性能。

3、本发明使用空间矢量脉冲宽度调制SVPWM发波，提高了该三态高增益电流源型逆变器的电流利用率。

附图说明

图1为本发明中逆变器闭环控制框图；

图2为本发明中所针对的三态高增益电流源型逆变器的主电路原理图；

图3为本发明中逆变器运行时所采用的SVPWM调制策略；

图4为本发明中仿真形式下单个开关周期SVPWM驱动波形；

图5为本发明中仿真形式下基于所述运行及控制方法的三态高增益电流源型逆变器的直流侧单个电感电流波形；

图6为本发明中仿真形式下基于所述运行及控制方法的三态高增益电流源型逆变器的交流输出电容电压和电网电流波形。

具体实施方式

本实施例三态高增益电流源型逆变器的主电路原理如图2所示，其在逆变器直流侧包含有由二极管D7、二极管D8、二极管D9、电感L1、电感L2和功率开关管S₀组成的开关电感网络；其中功率开关管S₀为第七开关管，此外，还有六路开关管S₁-S₆组成常规的三相逆变桥，逆变器存在有三种状态，分别是直通状态、有源状态和续流状态。

本实施例中针对图2所示的三态高增益电流源型逆变器，为了实现其三态稳定运行，设计如图1所示的控制框图，并按如下步骤进行控制：

步骤1：对逆变器的交流输出侧进行电网输出电流控制、电网电压前馈补偿控制以及电网输出电容电压控制，得到电流矢量在两相静止坐标系下的电流分量和

步骤2：对逆变器的直流输入侧进行直流电流控制，得到直通占空比D_s。

步骤3：根据电流分量和以及直通占空比D_s进行空间矢量脉冲宽度调制SVPWM发波。

具体实施中，按如下过程获得电流矢量在两相静止坐标系下的电流分量和

电网输出电流控制是指：将电网输出电流给定值与电网输出电流实际值做差，其差值经PI控制器获得电网输出电流控制输出信号。

将电网输出电流控制输出信号作为电网输出电容电压控制给定值，以其减去输出电容电压实际值，并加上作为前馈控制的电网电压实际值，再经PI控制器获得电流矢量在两相旋转坐标系下的电流分量和将两相旋转坐标系电流分量和通过克拉克变换获得电流矢量在两相静止坐标系下的电流分量和

电网输出电流实际值是将电网输出三相电流经派克变换得到的两相旋转坐标系下的d轴和q轴分量；输出电容电压实际值是将电网输出三相电容电压经派克变换得到的两相旋转坐标系下的d轴和q轴分量；电网电压实际值将电网三相电压经派克变换得到的两相旋转坐标系下的d轴和q轴分量。

对于直流侧电流，将电感电流给定值与实际值I_L做差，其差值经PI控制器的输出值即为直通占空比D_s。

按如下方式进行空间矢量脉冲宽度调制SVPWM发波：

由式(2)计算获得电流矢量在两相旋转坐标系下角度θ：

由式(3)计算获得电流矢量所在的扇区k和电流矢量在单个扇区内的角度α；

式(3)中，INT为取整函数；空间矢量调制共有六个扇区，即k取值范围为1,2…6。

由式(4)计算获得边界矢量V1的作用时间T_a和边界矢量V2的作用时间T_b：

式(4)中，M为调制度；I_ref为电流矢量的幅值，

为电感电流给定值；T为计算周期，T＝1-T_c，T_c为直通状态作用时间，T_c＝D_s；

图3为逆变器所采用的SVPWM调制策略，设置发波计数器为连续增减计数模式，将发波计数器的计数值T_cn由式(5)换算为T_cnt值，T_pr为设定的发波计数器的计数周期：

定义T_k＝T_c+T_a,T_k+1＝T_c+T_a+T_b；

将T_cnt值分别与T_k+1值、T_k值和T_c值进行比较，分别获得信号波形A、B和C如图3：

当：T_cnt≥T_k+1值时，信号波形置为高电平，当T_cnt<T_k+1值时，信号波形置为低电平，由此获得信号波形A；当：T_cnt≥T_k值时，信号波形置为高电平，当T_cnt<T_k值时，信号波形置为低电平，由此获得信号波形B；当：T_cnt≥T_c值时，信号波形置为高电平，当T_cnt<T_c值时，信号波形置为低电平，由此获得信号波形C。

将信号波形A、B和C进行逻辑变换，分别得到：

续流状态时序I₀、有源状态时序I_k和I_k+1，以及直通状态时序I_s：

依据续流状态时序I₀、有源状态时序I_k和I_k+1以及直通状态时序I_s实现三态高增益电流源型逆变器的驱动发波，其七路开关管驱动波形如图4所示，其中S₀为直流侧的第七路开关管，S₁-S₆为常规三相逆变桥的六路开关管。

本实施例中的参数设置参如表1：

表1

其中，电网电流给定值I_grid在0.1S时，由10A变为20A。

按照表1中的系统参数并基于本实施例中运行控制方法对三态高增益电流源型逆变器的进行MATLAB仿真分析，分别获得图5和图6所示的直流侧单个电感电流和交流侧电容电压以及电网电流。从图5和图6可见，直流侧和交流侧均能够稳定运行。在0.1S时，电网电流给定值由10A变为20A，直流侧和交流侧的控制均能实现快速响应和动态跟踪。

本发明有效解决了逆变器七路开关管的驱动问题；其闭环控制策略能够实现直流侧和交流侧的稳定运行且动态性能良好。由于使用了空间矢量脉冲宽度调制SVPWM发波，提高了该三态高增益电流源型逆变器的电流利用率。