一种基于小型化双模介质谐振器的双通带差分滤波器

摘要

一种基于小型化双模介质谐振器的双通带差分滤波器，包括金属腔体、两个双模介质谐振器、两组差分激励结构，金属腔体的中分面位置设置有一将其分割为两个矩形腔体的金属挡板，每个矩形腔体内设置一个双模介质谐振器以及分布于双模介质谐振器两个对侧的一组差分激励结构；其中，双模介质谐振器为横截面呈正方形的矩形介质谐振器且底部与金属腔体的底部直接接触，且在双模介质谐振器的对角线位置设置有用于分离正交简并模式的一对切角，每个双模介质谐振器的一对切角所在对角线与金属挡板平行，两组差分激励结构在金属腔体底部的投影为平行四边形的四个顶点。本发明具有体积小、低插入损耗、高通带选择性和通带之间隔离度高的优点。

说明书

技术领域

本发明涉及通信滤波技术领域，尤其涉及一种基于小型化双模介质谐振器的双通带差分滤波器。

背景技术

随着无线通信技术的快速发展，射频集成电路的设计变得愈加复杂。由于其将更多的功能和信号封装到一个更加紧密的空间中，直接导致了电路节点之间的高电磁干扰以及来自基板间耦合和自由空间的干扰/串扰。

与传统的单端电路相比，差分拓扑电路凭具有高抗干扰能力，高可靠性和高输出功率的优点，因此许多射频设备都采用了差分拓扑结构，例如放大器，耦合器和滤波器。同时，为了满足通信方式向多频段通信发展的要求和通信设备向小型化方向发展的趋势，具有高性能的小型化多带通滤波器在通信系统中极其需要。现有的双通带差分滤波器大多采用印刷电路板和基片集成波导等技术制备而成的谐振器，由于谐振器的无载品质因数(Q_u)较低，导致了滤波器的性能较差，比如高插入损耗和低通带选择性。

介质谐振器最早可追溯到上个世纪三十年代末，但是由于当时的工艺和技术水平较低，未能研制出在微波频段下损耗足够小的高介电常数材料，因而介质谐振器未能得到推广和应用。直到六十年代，由于材料科学和技术的进展，研制出低损耗、高介电常数的微波介质材料已成为可能。同时由于空间技术的发展，对电子设备的高可靠性和小型化的要求日益迫切。因此，对介质谐振器的研究又重新活跃了起来。在七十年代，美国和日本等国先后研制成功了几种满足性能要求的陶瓷介质系列材料。从此，介质谐振器才真正作为一种新的微波元件运用到微波电路中。如今，介质谐振器凭借其高Q_u，小体积和优异温度稳定性的优势，已广泛应用于各种射频应用中，如滤波器和天线等。

发明内容

本发明要解决的技术问题在于，针对现有技术的上述缺陷，提供一种基于小型化双模介质谐振器的双通带差分滤波器。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：构造一种基于小型化双模介质谐振器的双通带差分滤波器，包括金属腔体、并排固定于金属腔体内的两个双模介质谐振器、固定在金属腔体底壁上的两组差分激励结构，所述金属腔体的中分面位置设置有一金属挡板，所述金属挡板的两侧与对应的金属腔体侧壁之间间隔一定距离，所述金属挡板将所述金属腔体分割为并排且相通的两个矩形腔体，每个矩形腔体内设置一个双模介质谐振器以及分布于双模介质谐振器两个对侧的一组差分激励结构；

其中，所述双模介质谐振器为横截面呈正方形的矩形介质谐振器且底部与金属腔体的底部直接接触，该矩形介质谐振器的顶部与金属腔体顶部间隔一定距离；在双模介质谐振器的对角线位置设置有用于分离正交简并模式的一对切角，每个所述双模介质谐振器的一对切角所在对角线与所述金属挡板平行，两组差分激励结构在金属腔体底部的投影为平行四边形的四个顶点。

其中，所述双通带差分滤波器还包括可通过金属螺钉固定的一组固定件，该一组固定件位于所述双模介质谐振器的一对切角的位置，且与双模介质谐振器粘合固定。

其中，所述差分激励结构包括设置在金属腔体底壁上的微波接头以及与微波接头对应连接的馈电探针，所述馈电探针沿所述双模介质谐振器的高度方向延伸。

其中，所述双模介质谐振器的正上方还设置一用于微调谐振频率的调谐圆盘。

实施本发明的基于小型化双模介质谐振器的双通带差分滤波器，具有以下有益效果：由于将横截面呈正方形的矩形介质谐振器直接放置在金属腔体的底部，与传统的双模介质谐振器相比，其尺寸可以减少一半并且主模的电磁场分布不会发生改变。根据双模介质谐振器的主模电磁场分布和安培右手螺旋准则，两组正交的TE_11δ模式易于被差分激励并通过适当的耦合来构建双通带差分滤波器的差模通带，具有低插入损耗和高通带选择性的优点，并且在较宽的频率范围内，共模抑制的程度较高；而且由于每组差分激励结构的对称面与另一组差分激励结构的对称面平行，这种结构使得两个差模通带之间有一个传输零点产生，提高了两个通带之间的隔离度。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图获得其他的附图：

图1是本发明双通带差分滤波器的俯视图；

图2是本发明双通带差分滤波器的主视图；

图3是双模介质谐振器的三维结构图；

图4是主模TE_11δ^x和TE_11δ^y的电场分布示意图；

图5是f₀和Q_u与参数Gap之间的关系示意图；

图6是f₀和Q_u与参数A之间的关系示意图；

图7是模式A和B的谐振频率与参数s之间的关系示意图；

图8是本发明双通带差分滤波器的耦合路径示意图；

图9是参数w₁或w₂和k之间的关系示意图；

图10是参数g或l和Q_e之间的关系示意图；

图11是耦合矩阵M的频率响应和本发明双通带差分滤波器的仿真结果示意图；

图12是本发明双通带差分滤波器的仿真和实测结果对比图。

具体实施方式

为了便于理解本发明，下面将参照相关附图对本发明进行更全面的描述。附图中给出了本发明的典型实施例。但是，本发明可以以许多不同的形式来实现，并不限于本文所描述的实施例。相反地，提供这些实施例的目的是使对本发明的公开内容更加透彻全面。

需要说明的是，本文所使用的术语“垂直的”、“水平的”、“左”、“右”以及类似的表述只是为了说明的目的。

除非另有定义，本文所使用的所有的技术和科学术语与属于本发明的技术领域的技术人员通常理解的含义相同。本文中在本发明的说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施例的目的，不是旨在于限制本发明。

本说明书中使用的“第一”、“第二”等包含序数的术语可用于说明各种构成要素，但是这些构成要素不受这些术语的限定。使用这些术语的目的仅在于将一个构成要素区别于其他构成要素。例如，在不脱离本发明的权利范围的前提下，第一构成要素可被命名为第二构成要素，类似地，第二构成要素也可以被命名为第一构成要素。

为了更好的理解上述技术方案，下面将结合说明书附图以及具体的实施方式对上述技术方案进行详细的说明，应当理解本发明实施例以及实施例中的具体特征是对本申请技术方案的详细的说明，而不是对本申请技术方案的限定，在不冲突的情况下，本发明实施例以及实施例中的技术特征可以相互组合。

参考图1-2，本发明的基于小型化双模介质谐振器的双通带差分滤波器，包括金属腔体100，两个双模介质谐振器200和300，相同尺寸的两组差分激励结构1、1’和2、2’，其中一组用于差分输入，另一组用于差分输出。

其中，两组差分激励结构1、1’和2、2’分别位于两个双模介质谐振器200和300的两个对侧，每个差分激励结构距离其对应的双模介质谐振器侧面的距离是相等的，每组差分激励结构1、1’或者2、2’位于其所对应的双模介质谐振器200或者300的中分面上。两个双模介质谐振器200和300并排固定于金属腔体100内，即双模介质谐振器200和300的朝向是一致的，同理两组差分激励结构1、1’和2、2’的朝向也是一致的。

具体的，双模介质谐振器200和300为对应的横截面呈正方形的矩形介质谐振器且底部与金属腔体100底部直接接触，但是双模介质谐振器200和300的顶部与金属腔体顶部间隔一定距离；在双模介质谐振器200或300的对角线位置设置有用于分离正交简并模式的一对切角，如图中虚线所示结构10、10’，示意了双模介质谐振器200的一对切角；在双模介质谐振器200、300的正上方还设置一用于微调谐振频率的调谐圆盘(图未示)。

具体的，金属腔体100属于矩形腔，在长度方向的中分面位置设置有一金属挡板3，所述金属挡板3将所述金属腔体100分割为并排且相通的两个矩形腔体101、102。金属挡板3的顶部和底部分别与金属腔体100的顶部和底部直接接触，金属挡板3的两侧与对应的金属腔体100侧壁之间间隔一定距离，如图中w₁、w₂所示。

本实施例中，双模介质谐振器200及其对应的差分激励结构1、1’位于矩形腔体101内，双模介质谐振器300及其对应的差分激励结构2、2’位于矩形腔体102内。双模介质谐振器200、300的切角所在对角线与金属挡板3平行，两组差分激励结构1、1’和2、2’在金属腔体100的底部的投影为平行四边形的四个顶点。

为了固定双模介质谐振器200、300，可以在其一对切角的位置设计一对固定件，例如41、42和43、44。固定件41、42、43、44可与金属螺钉固定。为了提高固定效果，防止摇晃，同时为了受力均匀，固定件41、42设置在双模介质谐振器200的两个切角的非正对的两个拐点处，同理，固定件43、44设置在双模介质谐振器300的两个切角的非正对的两个拐点处。

具体的，差分激励结构1、1’和2、2’均包括设置在金属腔体100底壁上的微波接头以及与微波接头对应连接的馈电探针，所述馈电探针沿双模介质谐振器200或300的高度方向延伸。

下面结合附图详细说明本发明的设计、分析过程以及效果。

为了说明本发明的滤波器，有必要先介绍其中的双模介质谐振器的特性。对于一个尺寸为a×a×2h的矩形介质谐振器，它可以在不同的频率下发生谐振，其主模是一组正交简并的TE_11δ模式。根据电磁场的边界条件，在电场对称平面上(电壁)涂覆一层金属并不会影响原始的电磁场分布，基于此，提出的双模介质谐振器的结构如图3所示，尺寸为a×a×h的介质谐振器直接放置在尺寸为A×A×H的金属腔体的底部，金属腔体底部的金属面等效为主模TE_11δ模式的电壁，使得谐振器的尺寸由于半切而减小一半。同时，它的主模仍是一组正交简并的TE_11δ模式，即TE_11δ^x和TE_11δ^y模式，分别如图4中的左图和右图所示。

图5-7给出了图3所示的双模介质谐振器的一些特性，如主模的谐振频率f₀和Q_u。这里，参数Gap被定义为H-h。从图5中可以看出，f₀和Q_u都随着Gap值的增大而减小，并且在Gap值小于12mm的区域急剧下降。如图6所示，同样地，f₀和Q_u与参数A之间的关系呈现出类似的下降趋势。这些特性有助于在滤波器的设计过程中选取合适的双模介质谐振器和金属腔体的尺寸。为了让一组正交简并模式发生分离，如图7，本发明滤波器在图3的双模介质谐振器的对角线上切除一对角，形成如图7中的侧边长度为S的一组切角，其可实现一组正交简并模式的分离。分离后的模式命名为模式A和模式B，分别对应于较低和较高的谐振频率。图7示出了模式A和B的谐振频率与参数S之间的关系。从图中可以看出，当参数S的值小于7.5mm时，增加S的值会使模式B的谐振频率迅速增大，而模式A的频率几乎保持不变。充分利用这一特性，这两个模式的谐振频率可以分离地很远，以此来构建滤波器的两个频带。

基于以上分析，我们设计了一款结构如图1-2所示的双通带差分滤波器。其设计指标为第一通带(低通带)的中心频率f₁为1.52GHz,具有0.07dB的波纹相对带宽0.4％(FBW_L)；第二通带(高通带)的中心频率f₂为1.64GHz,具有0.057dB的波纹相对带宽0.43％(FBW_H)。其中，馈电探针的长度l和其距离谐振器的间距g决定输入/输出的耦合量，即外部品质因数Q_e。金属挡板位于金属腔体的中间，形成两条信号传输路径。参数w₁和w₂控制两个谐振器之间的耦合强度，即耦合系数k。图8示出了本发明双通带差分滤波器的耦合路径，其中S^d和L^d表示源和负载，1^A(2^A)和1^B(2^B)表示双模介质谐振器200(双模介质谐振器300)的较低和较高的谐振频率。显而易见，路径S^d-1^A-2^A-L^d构建第一通带，即低通带，而路径S^d-1^B-2^B-L^d构建第二通带，即高通带。

在差分滤波器的设计分析中，由于一组差分端口对可以等效为一个端口(相当于单端口)，所以传统单端滤波器设计中k和Q_e的提取方法同样适用于差分滤波器设计。因此，为了提取双通带差分滤波器中的k，第一步需要改变馈电探针的尺寸或者探针距离谐振器的远近来形成弱耦合。然后，将根据曲线S_dd21记录相应的f_a1，f_a2，f_b1和f_b2，其中f_a1(f_b1)和f_a2(f_b2)分别表示低(高)通带的较低和较高的谐振频率。所以，提取的k可以通过公式(1)计算得到。从图9中可以看出，随着参数w₁或w₂值的增大，k的值变大。

为了提取Q_e，第一步是构建其相应的仿真模型，如图10中的插图所示。下一步，根据曲线S_dd11的群时延特性，记录f_g1和f_g2。然后再根据曲线S_dd11的相位特性，分别记录在f_g1和f_g2处的±90°带宽BW_g1和BW_g2。所以，提取的Q_e可以通过公式(2)计算得到。从图10可以看出，当谐振器和馈电探针之间的耦合强度增加时，Q_e的值减小。

根据双通带差分切比雪夫带通滤波器的设计指标，低通原型滤波器的集总元件值可确定为：对于低通带，g_0L＝1，g_1L＝0.7609，g_2L＝0.5901；对于高通带，g_0H＝1，g_1H＝0.7181，g_2H＝0.5709。然后，可以通过使用公式(3a)、(3b)计算滤波器设计所需要的k和Q_e，即低通带的和高通带的和

因此，我们可以计算得到对应于双通带差分滤波器设计指标的耦合矩阵M，它是建立在一个中心频率为f＝(f₁+f₂)/2的单个宽带滤波器的基础上，其绝对带宽BW覆盖双通带差分滤波器的两个通带，FBW_t表示宽带滤波器的相对带宽。公式(5)和(7)中的BW_L和BW_H分别对应于低通带和高通带的绝对带宽。

最终，根据双通带差分滤波器的设计指标并借助提取的k和Q_e，经过仿真优化后的双通带差分滤波器的对应尺寸可如下确定：g＝3.92mm，l＝25mm，w₁＝10.5mm，w₂＝13mm，iris＝3mm，A＝83mm，B＝40mm，C＝32mm。图11示出了耦合矩阵M的频率响应和本发明双通带差分滤波器的仿真结果，展示了良好一致性。同时在较宽的频率范围内，共模抑制的程度很高。图12示出了本发明双通带差分滤波器的仿真和实测结果，具有良好的一致性。从该图中可以看出，测得的第一通带的中心频率为1.52GHz，插入损耗为0.9dB和回波损耗优于15dB；测得的第二通带的中心频率为1.64GHz，插入损耗为0.85dB和回波损耗优于12dB；两个差模通带内的共模抑制高于45dB；在频率1.58GHz附近产生了一个传输零点，提高了通带之间的隔离度。

综上所述，实施本发明的基于小型化双模介质谐振器的双通带差分滤波器，具有以下有益效果：由于将横截面呈正方形的矩形介质谐振器直接放置在金属腔体的底部，与传统的双模介质谐振器相比，其尺寸可以减少一半并且主模的电磁场分布不会发生改变。根据双模介质谐振器的主模电磁场分布和安培右手螺旋准则，两组正交的TE_11δ模式易于被差分激励并通过适当的耦合来构建双通带差分滤波器的差模通带，具有低插入损耗和高通带选择性的优点，并且在较宽的频率范围内，共模抑制的程度较高；而且由于每组差分激励结构的对称面与另一组差分激励结构的对称面平行，这种结构使得两个差模通带之间有一个传输零点产生，提高了两个通带之间的隔离度。

上面结合附图对本发明的实施例进行了描述，但是本发明并不局限于上述的具体实施方式，上述的具体实施方式仅仅是示意性的，而不是限制性的，本领域的普通技术人员在本发明的启示下，在不脱离本发明宗旨和权利要求所保护的范围情况下，还可做出很多形式，这些均属于本发明的保护之内。