一种空间高压蓄电池组双向均衡电路及其双向均衡方法

摘要

一种空间高压蓄电池组双向均衡电路及其双向均衡方法，采用多绕组的反激变压器和MOS管构建高效可靠的双向均衡电路，高压锂离子蓄电池在充电过程中，如果检测到某个电池单体的电池电压大于均衡阈值，则控制反激变压器实现电池单体对蓄电池组的充电，高压锂离子蓄电池在放电过程中，如果检测到某个电池单体的电池电压低于均衡阈值，则控制反激变压器实现蓄电池组对电池单体的充电。本发明能够实现能量在电池单体和蓄电池组之间的双向均衡，提高了系统均衡时间，减少了均衡过程中的故障率。

说明书

技术领域

本发明涉及一种空间高压蓄电池组双向均衡电路及其双向均衡方法。

背景技术

空间探测是当今世界科技发展的前沿领域，具有很强的基础性、前瞻性、创新性和带动性。人类航天活动一般可分为地球应用卫星、载人航天和深空探测三大领域，开展空间活动，是航天技术发展的必然选择。电源分系统作为空间飞行器的重要分系统之一，将提供飞行器执行试验验证任务所需能量来源。当前，随着空间电源系统技术的进步，锂离子蓄电池组担负着为平台载荷在阴影期供电的任务。由锂离子串联蓄电池单体串联形成蓄电池组，虽然经过筛选等严格工艺控制能保证锂离子蓄电池较好的一致性，但是考虑到电池本身的自放电效应、载荷放电特性以及重复循环使用要求，使得高功率锂离子蓄电池组在使用过程中不可避免会出现单体电压的不均衡，若不采取措施，这种不均衡会急剧恶化，因此对于空间用高压蓄电池组进行均衡管理具有重要意义。

目前空间用蓄电池组采用的是被动均衡，当某个电池单体电压过高时，通过打开与相应电池单体并联电阻的开关，来实现能量的释放，从而达到电池组中各个电池单体能量的均衡。但是随着空间载荷技术的进步，对电源系统的输出功率和输出电压要求越来越高，特别是对于锂离子蓄电池储能系统而言，要求采用更多的单体进行串联，这样就会对锂离子蓄电池组的均衡管理提出更高的要求。这时若仍然采用被动均衡，均衡机会产生大量的热量，会使蓄电池组的效率变的更低。

发明内容

本发明提供一种空间高压蓄电池组双向均衡电路及其双向均衡方法，采用多绕组的反激变压器和MOS管构建高效可靠的双向均衡电路，实现能量在电池单体和蓄电池组之间的双向均衡，提高了系统均衡时间，减少了均衡过程中的故障率。

为了达到上述目的，本发明提供一种空间高压蓄电池组双向均衡电路，其连接在高压锂离子蓄电池上，高压锂离子蓄电池包含m+1组蓄电池组，每组蓄电池组中包含n个电池单体。

所述的空间高压蓄电池组双向均衡电路包含m+1组双向均衡电路，其中，每组双向均衡电路包含：一个多绕组的反激变压器，该反激变压器的原边具有n个绕组，该反激变压器的副边具有1个绕组；所述的m+1组双向均衡电路交错并联在m+1组蓄电池组上；针对前m组双向均衡电路，反激变压器的副边绕组同时并联在m组蓄电池组和m+1组蓄电池组上，反激变压器的每一个原边绕组一一对应并联在m组蓄电池组中的n个电池单体上；针对第m+1组双向均衡电路，反激变压器的副边绕组并联在m+1组蓄电池组上，反激变压器的每一个原边绕组一一对应并联在m+1组蓄电池组中的n个电池单体上；

所述的n和m都为自然数；

所述的每个反激变压器的每个原边绕组上串联有原边开关电路，每个反激变压器的副边绕组上也串联有副边开关电路。

所述的原边开关电路包含：一个N沟道MOSFET管和一个P沟道MOSFET管，N沟道MOSFET管的漏极连接原边绕组或连接电池单体的正极，N沟道MOSFET管的源极连接P沟道MOSFET管的漏极，P沟道MOSFET管的漏极连接电池单体的负极或连接原边绕组，N沟道MOSFET管和P沟道MOSFET管的栅极分别连接控制电路。

所述的原边绕组和原边开关电路上并联有电容，起稳压作用。

所述的副边开关电路包含：第一N沟道MOSFET管和第二N沟道MOSFET管，第一N沟道MOSFET管的漏极连接副边绕组或连接蓄电池组的正极，第一N沟道MOSFET管的源极连接第二N沟道MOSFET管的漏极，第二N沟道MOSFET管的源极连接蓄电池组的负极或连接副边绕组，第一N沟道MOSFET管和第二N沟道MOSFET管的栅极分别连接控制电路。

所述的原边开关电路中的MOSFET管和副边开关电路中的MOSFET管上都并联有二极管，起续流作用。

本发明还提供一种对高压锂离子蓄电池进行双向均衡的方法，包含以下步骤：

高压锂离子蓄电池在充电过程中，如果检测到某个电池单体的电池电压大于均衡阈值，则控制并联在该电池单体上的反激变压器的原边开关电路中的N沟道MOSFET管导通，使该电池单体对并联在其两端的反激变压器的原边绕组进行充电，直到反激变压器原边绕组的电流达到设定值后，关断原边开关电路中的N沟道MOSFET管，反激变压器的副边绕组为蓄电池组充电，直至充电电流降为零，如果电池单体的电池电压仍然大于均衡阈值，则再次重复上述电池单体对蓄电池组的充电过程，直至电池单体的电池电压小于等于均衡阈值；

高压锂离子蓄电池在放电过程中，如果检测到某个电池单体的电池电压低于均衡阈值，则控制并联在该电池单体上的反激变压器的副边开关电路中的两个N沟道MOSFET管导通，使该电池单体所在的蓄电池组对反激变压器的副边绕组进行充电，直到反激变压器副边绕组的电流达到设定值后，关断副边开关电路中的两个N沟道MOSFET管，控制并联在该电池单体上的反激变压器的原边开关电路中的P沟道MOSFET管导通，并联在该电池单体上的反激变压器的原边绕组为该电池单体充电，直至充电电流降为零，关断原边开关电路中的P沟道MOSFET管，如果电池单体的电池电压仍然小于均衡阈值，则再次重复上述蓄电池组对电池单体的充电过程，直至电池单体的电池电压大于等于均衡阈值。

采用峰值控制方法或者固定占空比控制方法控制反激变压器原边绕组的电流达到设定值，或者控制反激变压器副边绕组的电流达到设定值。

MOSFET管的开关频率的倒数与反激变压器峰值电流的关系如下：

其中，T_S为原边一个周期，T_ON为原边导通时间，T_OFF为原边关断时间，L_pri为变压器原边励磁电感，I_peak为原边电流峰值，U_bat为电池单体电压，L_sec为变压器副边励磁电感，I_secpeak为变压器副边峰值电流，U_OFF是串联电池的总电压。

均衡电流与反激变压器原副边匝数比和电池串数以及峰值电流的关系如下：

其中，I_jun为均衡电流，I_peak为原边电流峰值，L_pri为变压器原边励磁电感，n为串联的电池单体数目，T为反激变压器原边与副边的匝数比。

本发明的优点如下：

1、能够根据蓄电池组要求的均衡电流来计算反激变压器的励磁电感，以及原边和副边的匝数比，能够得到蓄电池组均衡时MOSFET管开关频率以及占空比的数值，能够满足700V及以上高压电源系统高共模电压下的均衡要求。

2、采用多个MOSFET管连接，能够大大提高主动均衡系统的可靠性，P沟道和N沟道MOSFET管子的串联能够满足双向均衡的要求，有助于提高系统均衡时间和减少均衡过程中的故障率。

3、本发明公开的电路拓扑和设计方法同时也适用于其他蓄电池组串联的场合。

附图说明

图1是本发明提供的一种空间高压蓄电池组双向均衡电路的电路图。

图2是单个双向均衡电路的电路图。

图3是电池单体放电仿真图。

图4是电池单体充电仿真图。

具体实施方式

以下根据图1～图4，具体说明本发明的较佳实施例。

如图1所示，本发明提供一种空间高压蓄电池组双向均衡电路，其连接在高压锂离子蓄电池上，实现蓄电池中电池单体的双向均衡。

所述的高压锂离子蓄电池包含m+1组蓄电池组(m为自然数)，每组蓄电池组中包含n个电池单体CELL1……CELLm(n为自然数)。

相应地，所述的空间高压蓄电池组双向均衡电路包含m+1组双向均衡电路，其中，如图2所示，每组双向均衡电路包含：一个多绕组的反激变压器，该反激变压器的原边具有n个绕组PRI1……PRIn，该反激变压器的副边具有1个绕组SEC；如图1所示，所述的m+1组双向均衡电路交错并联在m+1组蓄电池组上，即，针对前m组双向均衡电路，反激变压器的副边绕组同时并联在m组蓄电池组和m+1组蓄电池组上，反激变压器的每一个原边绕组一一对应并联在m组蓄电池组中的n个电池单体上；针对第m+1组双向均衡电路，反激变压器的副边绕组并联在m+1组蓄电池组上，反激变压器的每一个原边绕组一一对应并联在m+1组蓄电池组中的n个电池单体上。

进一步地，所述的每个反激变压器的每个原边绕组上串联有原边开关电路，每个反激变压器的副边绕组上也串联有副边开关电路；如图2所示，以第1组电池单体CELL1为例，所述的原边开关电路包含：一个N沟道MOSFET管Q3和一个P沟道MOSFET管Q4，N沟道MOSFET管Q3的漏极连接原边绕组或连接电池单体的正极，N沟道MOSFET管Q3的源极连接P沟道MOSFET管Q4的漏极，P沟道MOSFET管Q4的漏极连接电池单体的负极或连接原边绕组，N沟道MOSFET管Q3和P沟道MOSFET管Q4的栅极分别连接控制电路(图中未显示)，通过这两个MOSFET管子能够实现电池能量的双向均衡，即电池单体放电给蓄电池组，蓄电池组放电给某个电池单体，而且当同电池单体并联的管子损坏一个时，另一个管子可以防止电池单体的短路；所述的副边开关电路包含：第一N沟道MOSFET管Q1和第二N沟道MOSFET管Q2，第一N沟道MOSFET管Q1的漏极连接副边绕组或连接蓄电池组的正极，第一N沟道MOSFET管Q1的源极连接第二N沟道MOSFET管Q2的漏极，第二N沟道MOSFET管Q2的源极连接蓄电池组的负极或连接副边绕组，第一N沟道MOSFET管Q1和第二N沟道MOSFET管Q2的栅极分别连接控制电路(图中未显示)，串联了两个N沟道的MOSFET管，同样是为了保证系统的高可靠性。

更进一步，所述的原边绕组和原边开关电路上并联有电容，起稳压作用。所述的原边开关电路中的MOSFET管和副边开关电路中的MOSFET管上都并联有二极管，起续流作用。

在本发明的一个实施例中，以192串高压锂离子蓄电池为例，其通过将反激变压器交错并联实现190串高压锂离子蓄电池在反激变压器组内和反激变压器组间的能量均衡，选用的反激变压器的原边为12个绕组(n取值为12)，副边为1个绕组，以12串电池为一组，192串电池分为32组蓄电池组(m取值为31)，第1个蓄电池组为CELL1-CELL12，第2个蓄电池组为CELL13-CELL24，以此类推，直至第32个蓄电池组为CELL181-CELL192，采用32个双向均衡电路，反激变压器的原边绕组分别一一对应并联在每个电池单体上，第1个反激变压器的副边绕组并联第1组蓄电池组和第2组蓄电池组，第2个反激变压器的副边绕组并联第2个蓄电池组和第3个蓄电池组，以此类推，第31个反激变压器的副边绕组并联第31个蓄电池组和第32个蓄电池组，第32个反激变压器的副边绕组并联第32个蓄电池组。

利用本发明提供的一种空间高压蓄电池组双向均衡电路对高压锂离子蓄电池进行双向均衡的方法包含以下步骤：

高压锂离子蓄电池在充电过程中，如果电压传感器检测到某个电池单体的电池电压大于均衡阈值，则控制并联在该电池单体上的反激变压器的原边开关电路中的N沟道MOSFET管导通，使该电池单体对并联在其两端的反激变压器的原边绕组进行充电，直到反激变压器原边绕组的电流达到设定值后，关断原边开关电路中的N沟道MOSFET管，反激变压器的副边绕组为蓄电池组充电，直至充电电流降为零，如果电池单体的电池电压仍然大于均衡阈值，则再次重复上述电池单体对蓄电池组的充电过程，直至电池单体的电池电压小于等于均衡阈值。

高压锂离子蓄电池在放电过程中，如果电压传感器检测到某个电池单体的电池电压低于均衡阈值，则控制并联在该电池单体上的反激变压器的副边开关电路中的两个N沟道MOSFET管导通，使该电池单体所在的蓄电池组对反激变压器的副边绕组进行充电，直到反激变压器副边绕组的电流达到设定值后，关断副边开关电路中的两个N沟道MOSFET管，控制并联在该电池单体上的反激变压器的原边开关电路中的P沟道MOSFET管导通，并联在该电池单体上的反激变压器的原边绕组为该电池单体充电，直至充电电流降为零，关断原边开关电路中的P沟道MOSFET管，如果电池单体的电池电压仍然小于均衡阈值，则再次重复上述蓄电池组对电池单体的充电过程，直至电池单体的电池电压大于等于均衡阈值。

在本发明的一个实施例中，对12串蓄电池组进行充电时，当某个电池单体电压过高时，需要对其进行放电，以便于实现顶部均衡，如电池单体CELL6的电池电压大于均衡阈值30mV，需要对电压驱动信号G6AP和电流驱动新信号I6AP进行动作，电流控制是实现开关频率和占空比控制，而电压控制是实现何时进行电流控制，电压控制和电流控制共同实现N沟道的MOSFET管顺利导通，电池单体CELL6对变压器原边绕组进行储能，控制策略采用峰值控制或者固定占空比控制，当变压器原边绕组的峰值电流达到要求后，停止驱动G6AP、I6AP，变压器的能量通过变压器副边绕组给12节电池组进行充电，当充电电流降到零以后，重复上述过程，直到达到均衡要求。

12节蓄电池组处于放电时，当某个电池单体电压过低时，需要对其进行充电，以便于实现底部均衡，如电池单体CELL6的电池电压低于均衡阈值30mV，需要对蓄电池组侧的驱动信号G1AS、I1AS、G2BS、I2BS进行动作，实现蓄电池组侧N沟道的MOSFET管顺利导通，12节蓄电池对变压器副边绕组进行储能，同时原边绕组的驱动信号G6BP、I6BP进行动作，控制策略采用峰值控制或者固定占空比控制，当变压器副边的峰值电流达到要求后，停止驱动G1AS、I1AS、G2BS、I2BS，变压器的能量通过电池单体CELL12侧变压器给CELL6电池组进行充电，当充电电流降到零，停止驱动G6BP、I6BP，重新开始上述过程，直到电池单体CELL6的电压达到均衡要求。

当需要对大于24串的电池进行主动均衡时，需要使变压器副边绕组的接线交错来实现整个电池组的均衡，同时限定功率MOSFET的击穿电压要求。

图3所示为在电池组充电过程中，某节电池单体电压大于均衡阈值，需要原边该节电池单体进行放电。采用了3节电池进行串联，变压器原边与副边匝数比为1:1，变压器原边励磁电感为240uH，设定的峰值电流为10A，采用了MALAB中的simulink模块进行了仿真，该仿真图为了说明变压器参数的设计。

电池单体放电工况下，均衡电流的推导(推导过程中忽略了变压器上等效的电阻)：

某节单体电池的均衡电流为I_jun：

其中T_ON为原边导通时间，T_S为原边一个周期，I_peak为原边电流峰值。能够得到T_ON为：

其中L_pri为变压器原边励磁电感，U_bat为电池单体电压，即某节放电的电池单体的电压。

T_S＝T_ON+T_OFF

其中T_OFF为原边关断时间，原边关断时间主要受到反激变压器副边电流释放到零的时间所影响，因此需要计算变压器副边电流给电池组充电的时间。

假设电池组中各个电池单体电压相差不大，能够得到下面式子，其中n为串联的电池单体数目，U_singlebat为电池组中的某节电池单体电压，U_OFF是串联电池的总电压。

U_OFF＝nU_singlebat

其中L_sec为变压器副边励磁电感，I_secpeak为变压器副边峰值电流。

上式是开关周期，即开关频率的倒数与峰值电流的关系，通过该式子就可以推导出开关频率与电池串数及变压器原副边匝数比和峰值电流的关系，也可以推导出占空比与与电池串数及变压器原副边匝数比和峰值电流的关系。

进一步推导，能够得到下面式子：

假设电池组中的各个电池单体电压的差异比较小，即

U_bat＝U_singlebat

n_pri为变压器原边匝数，n_sec为变压器副边匝数，T为原边与副边的匝数比。

原边峰值电流和副边峰值电流的关系：

最后能够得到下面的式子：

其中，n_pri为变压器原边匝数，n_sec为变压器副边匝数，T为原边与副边的匝数比。

从而得到初级侧电池单体放电的平均电流(即为原边电池单体的均衡电流)：

上式是均衡电流与变压器原副边匝数比和电池串数以及峰值电流的关系式。

采用峰值控制方式均衡电流只和变压器原副边匝数比和电池串数以及峰值电流有关系。

进而得到变压器副边侧电池组充电电流I_secjun：

进一步推导得到：

通过上面的推导能够得到：均衡电流与变压器励磁电感以及电池串数和原副边匝数比的关系，也能够知道MOSFET的开关频率等等，方便了我们的设计，对于主动均衡的设计过程给予了依据。

图4所示为在电池组放电过程中，某节电池单体电压低于均衡阈值，需要电池组对该电池进行充电。采用了3节电池进行串联，变压器原边与副边匝数比为1:1，变压器原边励磁电感为240uH，设定的副边峰值电流为10A，采用了MALAB中的simulink模块进行了仿真，该仿真图为了说明变压器参数的设计。

根据上述设计规律，同理能够得到下面公式：

变压器原边侧电池组充电电流I_prijun，I_{peak_sec}为变压器副边峰值电流。

次级侧蓄电池组放电的平均电流：

变压器原边侧电池组充电电流：

以上公式为反激变压器的设计提供了良好的依靠。

本发明的优点如下：

1、能够根据蓄电池组要求的均衡电流来计算反激变压器的励磁电感，以及原边和副边的匝数比，能够得到蓄电池组均衡时MOSFET管开关频率以及占空比的数值，能够满足700V及以上高压电源系统高共模电压下的均衡要求。

2、采用多个MOSFET管连接，能够大大提高主动均衡系统的可靠性，P沟道和N沟道MOSFET管子的串联能够满足双向均衡的要求，有助于提高系统均衡时间和减少均衡过程中的故障率。

3、本发明公开的电路拓扑和设计方法同时也适用于其他蓄电池组串联的场合。

尽管本发明的内容已经通过上述优选实施例作了详细介绍，但应当认识到上述的描述不应被认为是对本发明的限制。在本领域技术人员阅读了上述内容后，对于本发明的多种修改和替代都将是显而易见的。因此，本发明的保护范围应由所附的权利要求来限定。