一种双向三电平H桥非隔离DC‑DC变换器

摘要

本发明公开了一种双向三电平H桥非隔离DC‑DC变换器。本变换器主要应用于电池检测和电池化成设备中，实现直流斩波功能以对蓄电池进行高精度和宽电压范围充放电，在高输入电压(1000V左右)，大功率的应用场景中优势更为明显。通过采用三电平的硬件拓扑结构，减小了开关管电压应力，简化了开关选型，提高等效输出开关频率，减少电感体积和设备体积。本装置主要由两个分压电容，两个二极管钳位式三电平桥臂，以及两组储能电感和滤波电容组成。通过对设计拓扑开关阵列进行有效控制，可实现输出电压、电流宽范围变化，且极性在正负之间可连续调节，并且维持中点电压平衡。

说明书

技术领域

本发明涉及非隔离DC-DC变换领域，特别适用于高输出电压、电压电流宽范围双向控制的应用场所。

背景技术

针对高输出电压、电压电流宽范围双向控制的应用场景，检索现有文献和产品，未有合适的电力电子拓扑满足要求。论文《多重双向H桥DC/DC变换器的研究》提出的两电平双向H桥DC-DC变换器可实现宽电压范围输出，但仅适用于较低电压等级场合。三电平拓扑结构可适于高电压场所，但目前多将其应用于双向AC/DC中，如专利CN201510846654.0。

针对上述问题，经研究，本申请提出了三电平H桥双向非隔离DC-DC变换器，将H桥的两个桥臂替换为中点钳位式的三电平桥臂，结合了三电平和H桥的双重优点。此拓扑结构可以选择耐压等级较低的开关管，开关损耗降低。此外，提高等效输出开关频率，减小电感。

发明内容

本申请涉及一种双向三电平H桥非隔离DC-DC变换器，本变换器拓扑主要包括电源、分压电容、二极管钳位式三电平桥臂以及储能电感和滤波电容。用分压电容来均分电源电压，形成二分之一电源电压电位，为减小开关管承受电压提供了基本条件。两个桥臂和两组储能电感、滤波电容构成H桥主功率回路。H桥在工作过程中可以看做是两组BUCK-BOOST电路的反向串联组成，左侧三电平桥臂与左侧滤波电容、储能电感为一组，构成半桥电路H1，右侧为另一组半桥电路H2。

一个三电平桥臂使用四只开关管，四只开关管首尾串联连接，每只开关管的两侧反并联一个二极管。另外有两个正向串联的二极管，其阴极连接到上面两个开关管之间，其阳极连接到下面的两个开关管之间，其相连接处连接到两个分压电容的中点Z处。中间两个开关管的连接点处接到储能电感，储能电感的另一侧与滤波电容的正极相连，滤波电容的负极接到电源的负极。

在工作时，每次均有两只同时导通，其余两只未开通的开关管均承受二分之一电源电压。与两电平结构相比，开关管在关断时承受的电压降低了一半，所以在器件选型时，开关管的耐受电压值也减小一半。将三电平桥臂的上面两个开关管同时导通时定义为P状态，中间两个管同时导通定义为O状态，下面两个管同时导通定义为N状态。则开关管主要工作在P和N状态，且两个状态互补工作。O状态为两个开关状态互相切换过程中的过渡状态。通过计算P或N状态的作用时间，并进行三角波载波调制，可以得到每只开关管相应的触发脉冲。电路工作在BUCK模式，分压电容电流会在O状态时由中点处流出，当电路工作在BOOST模式时，电流会在O状态时流入分压电容。流出与流入的电流很难达到自然平衡，使得下边分压电容的电压难以维持在二分之一的电源电压。根据两个分压电容的电压的偏差量来调整H1、H2桥臂的O状态作用时间，可控制流出和流入中点的电流动态平衡，实现中点电压平衡。

本申请的创新之处主要有以下几点：

1.可实现输出电压和电流在正负极性之间平稳切换。

2.可实现输出电压、电流宽范围和高精度变化。

3.可实现均压电容中点电位的电压平衡。

附图说明

附图1示出了一种双向三电平H桥非隔离DC-DC变换器的拓扑图；

附图2示出了电容中点电压平衡控制策略流程图；

附图3示出了运行中两个分压电容经过控制后的电压波形图。

具体实施方式

下面，将结合附图对本申请的具体实施方式进行说明。

如图1所示，将两个分压电容C1、C2首尾串联在一起并联在电源DC正负极之间，用以对电源进行分压。H桥由两个三电平半桥电路H1、H2构成，H1、H2并联在电源正负极之间。

在半桥电路H1中，有四只开关管T1-T4首尾串联在一起，并在每只管子两侧反并联一只二极管D1-D4，称之为二极管钳位型三电平拓扑。另外，将两只二极管D9、D10正向串联，将阴极接到T1和T2开关管之间，阳极接到T3和T4开关管之间，D9、D10相连接处连接到两个分压电容C1和C2的中点Z处。然后从T2和T3开关管的连接点处接到储能电感L1，L1的另一侧与滤波电容C3正极相连，C3的负极接到电源DC的负极。

半桥电路H2与与半桥电路H1的搭建方式完全相同。半桥电路H2有四只开关管T5-T8首尾串联在一起，并在每只管子两侧反并联一只二极管D5-D8，称之为二极管钳位型三电平拓扑。另外，将两只二极管D11、D12正向串联，将阴极接到T5和T6开关管之间，阳极接到T7和T8开关管之间，D11、D12相连接处连接到两个分压电容C1和C2的中点Z处。然后从T6和T7开关管的连接点处接到储能电感L2，L2的另一侧与滤波电容C4正极相连，C4的负极接到电源DC的负极。

如此便将三电平H桥的基本拓扑结构搭建完好。下面以H桥应用到对电池充放电为例解释本拓扑结构的控制原理。

对三电平H桥进行控制，主要实现按照预设值对电池充放电和对电容中点电压的平衡控制。为方便分析，对电路进行简化，可将H1和H2电路等效为两个直流源，两个直流源负极接在一起，正极之间接入电池。理想情况下，两个直流源输出电压范围都可为从零到母线电压。因此通过左右侧电路的配合，可实现零伏到母线电压之间任意电压值的输出，只要满足基尔霍夫电压定律即可，因此，同一种输出电压，两侧电路可有多种工作状态组合。

将电池正极接到半桥电路H1，负极接到半桥电路H2，即将电池正负极分别连接到两个储能电感和滤波电容连接处，H1与H2相互配合对电池充放电。电池接在两组电路之间，当电池正、负极分别接在H1、H2时：若对电池进行充电，则H1工作在BUCK模式，从电源获取能量流向电池，H2工作在BOOST模式，将电池流出的电流反输送回电源，使得电流从电池正极流入负极流出；若电池进行放电时，则H1便工作在BOOST模式，将电池放出的能量送回电源，H2工作在BUCK模式，将电源流出的电流送到电池，使得电流从电池负极流入正极流出。当电池正负极反接时，H1和H2的工作模式与此相反。

半桥电路H1和H2分别使用四只开关管，工作时，每次均有两只同时导通，其余两只未开通的开关管均承受二分之一电源电压。与两电平结构相比，开关管在关断时承受的电压降低了一半，所以在器件选型时，开关管的耐受电压值也减小一半。将三电平桥臂的上面两个开关管T1-T2或T5-T6同时导通时定义为P状态，中间两个管T2-T3或T6-T7同时导通定义为O状态，下面两个管T3-T4或T7-T8同时导通定义为N状态。开关管主要工作在P和N状态，且两个状态互补工作。O状态为两个开关状态互相切换过程中的过渡状态。通过计算P或N状态的作用时间，并进行三角波载波调制，可以得到每只开关管相应的触发脉冲。

电路工作在BUCK模式，分压电容电流会在O状态时由中点处流出，当电路工作在BOOST模式时，电流会在O状态时流入分压电容。流出与流入的电流很难达到自然平衡，使得下边分压电容的电压难以维持在二分之一的电源电压。

根据两个分压电容的电压的偏差量来调整H1、H2桥臂的O状态作用时间，可控制流出和流入中点的电流动态平衡，实现中点电压平衡。

为简化控制步骤，将H2的开关管给定固定占空比，在不进行中点控制的前提下，H2中桥臂的P、O、N状态作用时间分别占开关周期的0.2、0.1、0.7，H1中桥臂的O状态作用时间占开关周期得0.1，P和N状态的作用时间需进行闭环调节，以按照预定的电压或电流值对电池充放电。

为了实现中点电压的平衡控制，需要调节H1、H2的O状态作用时间，O状态的作用时间范围设为0.05-0.15倍开关周期。在给电池充电时，若下侧电容电压小于二分之一电源电压，此时需增加H2的O状态作用时间ΔT，减小H1的O状态作用时间ΔT；若下侧电容电压大于二分之一电源电压，此时需减小H2的O状态作用时间ΔT，增加H1的O状态作用时间ΔT，待电容电压偏差值小于允许的偏差值时，两侧O状态作用时间保持不变。电池放电时H1和H2的O状态作用时间的变化与此相反，在O状态作用时间变化过程中，P和N状态作用时间均分别变化ΔT/2。所述中点电压调节流程如图2所示：根据分压电容C1、C2的电压大小关系，分别控制H1和H2的P、O、N状态作用时间。按照此原理，对分压电容的电压初始值分别为200V和800V进行仿真，经过调节两侧O状态作用时间，两分压电容的电压达到均衡状态，解释了所提控制方法的有效性，分压电容的电压变化波形如图3所示。