一种射频功率放大器的偏置控制电路以及控制方法

摘要

本申请公开了一种射频功率放大器的偏置控制电路，包括控制器和延时检测电路。控制器包括一个控制电路和多个低压差稳压器；控制电路工作时根据延时检测电路中各个电压比较器的输出决定哪一个低压差稳压器开启。所述延时检测电路包括一个检波电路、一个串联分压电路和至少一个比较器。所述检波电路包括二极管一、电阻五和电容一。所述串联分压电路由多个串联的电阻提供至少一个参考电压值。每个比较器均有两个输入端和一个输出端，其中一个输入端接收检波电路的输出电压，另一个输入端接收串联分压电路的某一个参考电压值，输出端连接控制器中的控制电路。本申请在始终确保较低的动态误差矢量幅度的前提下，尽量提高射频功率放大器的效率。

说明书

技术领域

本申请涉及一种射频功率放大器的偏置控制电路，特别是涉及一种动态开关的射频功率放大器的偏置控制电路。

背景技术

无线局域网(wireless local area network，WLAN)采用时分双工(time-division duplexing，TDD)方式，最通用的标准是IEEE定义的802.11系列标准，符合该系列标准的无线局域网技术称为WiFi。无线局域网通讯装置在发射通道的末端通常包含有射频功率放大器，用来将发射信号的功率放大以满足发射需求然后送往天线对外发射。为了省电，射频功率放大器在需要发送信号时才开启，在无需发送信号时就关闭。因此，无线局域网通讯装置中的射频功率放大器处在动态开关过程中。

功率放大器是大功率器件，工作的时候需要消耗很大的电流，同时产生很多热量。功率放大器从关闭到开启，会经历一个温度上升到稳定的过程。随着温度的变化，功率放大器的许多参数例如增益、偏置电流等都在随时间变化，常见的采用砷化镓异质结双极性晶体管(GaAs HBT)工艺制造的功率放大器表现得尤为明显。如果在功率放大器的温度尚未稳定时就对输入信号进行放大，那么输出的放大信号就会产生信号失真。

功率放大器采用误差矢量幅度(error vector magnitude，EVM)来衡量性能。误差矢量幅度分为两种——静态误差矢量幅度和动态误差矢量幅度。静态误差矢量幅度是指功率放大器一直开启并处于稳定状态下测试得到的误差矢量幅度。动态误差矢量幅度是指功率放大器在动态开启和关闭过程中测试得到的误差矢量幅度。显然动态误差矢量幅度会引入功率放大器的时变非线性，相比静态误差矢量幅度更高，同时也更接近动态开关的射频功率放大器的实际工作环境，被用来衡量无线局域网通讯装置中的射频功率放大器的非线性。动态误差矢量幅度越高，表示射频功率放大器线性度越差，反之亦然。

随着无线局域网技术的进步，无线传输速率越来越高，更高的传输速率是由更高阶的调制和更宽的带宽实现的。这两者都要求发送的无线信号具有更高的峰值平均功率比(peak-to-average power ratio，PAPR)，这对射频功率放大器的线性度要求也更高。当采用较低阶调制时，功率放大器的时变非线性导致的信号失真还可以接受。当通信调制阶数提高后，对信号失真的要求大大提高，就必须采取方法减小功率放大器动态开关过程中的非线性。例如，802.11a协议规定最高采用64阶正交幅度调制(quadrature amplitudemodulation，QAM)，要求误差矢量幅度最大为-25dB。而802.11ac协议规定最高采用256阶正交幅度调制，同时要求误差矢量幅度最大为-32dB。

请参阅图1，这是一种现有的动态开关的射频功率放大器，主要由控制器、偏置电路和放大电路三部分所组成。控制器也就是现有的动态开关的射频功率放大器的偏置控制电路，主要是一个低压差稳压器(low-dropout regulator，LDO)，其输入端是功率放大器的开启关闭控制端口PAEN，其输出端用来为偏置电路提供一个稳定的直流电压Vd。偏置电路用来根据直流电压Vd输出稳定的偏置电流Ib给功率晶体管的基极。偏置电路有多种实现方式，图1仅示意性地给出一种：直流电压Vd通过级联的电阻一R1、晶体管一Q1和晶体管二Q2接地，其中晶体管一Q1与晶体管二Q2的基极与集电极均短接作为二极管使用。晶体管一Q1的集电极连接晶体管三Q3的基极，晶体管三Q3的集电极连接工作电压Vcc，发射极输出偏置电流Ib。放大电路包括功率晶体管Q4、电容一C1和电感一L1。功率晶体管Q4的基极通过电容一C1连接射频输入端RFin，集电极通过电感一L1连接工作电压Vcc，集电极还作为射频输出端RFout，发射极接地。

图1所示的现有的动态开关的射频功率放大器的偏置控制电路，其控制方法如图2所示。当功率放大器的开启关闭控制端口PAEN接收到开启信号(例如为高电平)时，低压差稳压器就开启并输出直流电压Vd，偏置电路就随之输出偏置电流Ib给功率晶体管Q4，放大电路就开始工作。当功率放大器的开启关闭控制端口PAEN接收到关闭信号(例如为低电平)时，低压差稳压器就关闭并停止输出直流电压Vd，偏置电路就随之停止输出偏置电流Ib给功率晶体管Q4，放大电路就停止工作。

图2所示的现有的动态开关的射频功率放大器的偏置控制方法，存在的问题是很难在效率和动态误差矢量幅度之间取得平衡。以无线局域网通讯装置中的射频功率放大器为例，从功率放大器的开启关闭控制端口PAEN置1(表示开启功率放大器)到射频信号输入功率放大器之间会存在一个时间差，这个时间差通常为0.2～1μs。通过选择低压差稳压器使其输出较高的直流电压Vd，可以使功率放大器的偏置电流Ib更高，从而有更多的热量对整个电路进行加热，使电路更快的进入热稳定状态，从而在射频信号输入后使功率放大器的增益等参数比较稳定，不会引入过多时变非线性，以保证较低的动态误差矢量幅度。然而使用较高的直流电压Vd和偏置电流Ib使得功率放大器的效率很低。如果采用较低的直流电压Vd和偏置电流Ib，虽然效率会提高，但是功率放大器进入热稳定的时间会很长，当射频信号输入时功率放大器还未进入热稳定状态，功率放大器的增益等参数受温度变化的影响而在变化，就会使信号产生失真。

为了改善动态开关的射频功率放大器的动态误差矢量幅度，一些现有技术已被提出。

申请公布号为CN103368508A、申请公布日为2013年10月23日的中国发明专利申请《具有低动态误差向量量值的射频功率放大器》中，公开了一种具有较低的动态误差向量量值(即动态误差矢量幅度)的射频功率放大器，通过提供可变的电源电压来改善动态误差向量量值。该方案的缺点在于第一级放大电路具有上下堆叠的两个晶体管需要较高的工作电压，在需要低电压工作的场合会受到限制。

申请公布号为CN104467745A、申请公布日为2015年3月25日的中国发明专利申请《动态误差向量幅度占空比校正》中，公开了一种补偿动态误差向量幅度(即动态误差矢量幅度)的系统，通过放大器的占空比改变提供给放大器的偏置信号。该方案的缺点在于校正信号的大小只取决于占空比。在占空比一定的情况下，该方案给出的校正电流时一样的。但是功率放大器的开启关闭控制端口PAEN使能信号在周期很长和很短的两种情况下，虽然占空比一样，周期很长的时候显然功率放大器的温度变化会比周期短的情况大，因此需要的校正电流显然和周期很短的时候是不一样的。

申请公布号为CN104753471A、申请公布日为2015年7月1日的中国发明专利申请《关于动态误差向量幅度校正的系统、电路和方法》中，公开了一种校正动态误差向量幅度(即动态误差矢量幅度)的系统，通过产生校正电流调整放大级的偏置信号。该方案的缺点在于每一次开启都需要一个额外的平滑电流，因此会降低放大器的效率。

发明内容

本申请所要解决的技术问题是提供一种动态开关的射频功率放大器的偏置控制电路，不仅具有较低的动态误差矢量幅度，而且兼顾了效率。

为解决上述技术问题，本申请提供的射频功率放大器的偏置控制电路包括控制器和延时检测电路。

所述控制器包括一个控制电路和多个低压差稳压器；控制电路的一个输入端是功率放大器的开启关闭控制端口，其余输入端是延时检测电路中各个电压比较器的输出端，控制电路的各个输出端分别决定各个低压差稳压器是否开启；当功率放大器的开启关闭控制端口接收到开启信号时，控制电路工作，并根据延时检测电路中各个电压比较器的输出决定哪一个低压差稳压器开启；当功率放大器的开启关闭控制端口接收到关闭信号时，控制电路不工作，所有的低压差稳压器均关闭；各个低压差稳压器的输出端均为偏置电路提供输入电压。

所述延时检测电路包括一个检波电路、一个串联分压电路和至少一个比较器；所述检波电路包括二极管一、电阻五和电容一，二极管一的阳极连接功率放大器的开启关闭控制端口，二极管一的阴极通过电阻五接地同时还通过电容一接地，二极管一的阴极电压就是检波电路的输出电压；所述串联分压电路由多个串联的电阻提供至少一个参考电压值；每个比较器均有两个输入端和一个输出端，其中一个输入端接收检波电路的输出电压，另一个输入端接收串联分压电路的某一个参考电压值，输出端连接控制器中的控制电路。

本申请取得的技术效果是始终确保较低的动态误差矢量幅度的前提下，尽量提高射频功率放大器的效率。

附图说明

图1是一种现有的动态开关的射频功率放大器的电路示意图。

图2是图1中射频功率放大器的偏置控制方法流程图。

图3是本申请提供的动态开关的射频功率放大器的偏置控制电路的实施例一的示意图。

图4是图3中的检波电路的输出电压Vc和功率放大器的开启关闭控制端口PAEN的输入信号随时间变化的示意图。

图5是本申请提供的动态开关的射频功率放大器的偏置控制方法流程图。

图中附图标记说明：PAEN为功率放大器的开启关闭控制端口；RFin为射频信号输入端；RFout为射频信号输出端；Vcc为工作电压；Vd为控制器输出的直流电压；Vref为参考电压；Ib为偏置电路输出的偏置电流；Q为晶体管；D为二极管；LDO为低压差稳压器；M1为控制电路；R为电阻；C为电容；L为电感。

具体实施方式

请参阅图3，这是本申请提供的动态开关的射频功率放大器的偏置控制电路的实施例一，主要由控制器和延时检测电路两部分所组成。

所述控制器包括一个控制电路M1和多个低压差稳压器，图3中示意性地表示出四个低压差稳压器LDO1至LDO4。控制电路M1的一个输入端是功率放大器的开启关闭控制端口PAEN，其余输入端是延时检测电路中各个电压比较器的输出端，控制电路M1的各个输出端分别决定各个低压差稳压器是否开启。当功率放大器的开启关闭控制端口PAEN接收到开启信号(例如为高电平)时，控制电路M1工作，并根据延时检测电路中各个电压比较器的输出电平决定哪一个低压差稳压器开启，此时任意时刻仅有一个低压差稳压器工作。当功率放大器的开启关闭控制端口PAEN接收到关闭信号(例如为低电平)时，控制电路M1不工作，所有的低压差稳压器均关闭。优选地，各个低压差稳压器输出的直流电压各不相同。例如低压差稳压器一LDO1的输出电压＞低压差稳压器二LDO2的输出电压＞低压差稳压器三LDO3的输出电压＞低压差稳压器四LDO4的输出电压。

所述延时检测电路包括一个检波电路、一个串联分压电路和多个比较器，图3中示意性地表示出三个电压比较器U1至U3。所述检波电路包括二极管一D1、电阻五R5和电容一C1，二极管一D1的阳极连接功率放大器的开启关闭控制端口PAEN，二极管一D1的阴极通过电阻五R5接地同时还通过电容一C1接地。二极管一D1的阴极电压就是检波电路的输出电压Vc。所述串联分压电路由多个串联的电阻对工作电压Vcc进行分压，图3中示意性地表示出四个串联的电阻R1至R4。电阻一R1与电阻二R2之间的分压点一输出参考电压一Vref1，电阻二R2与电阻三R3之间的分压点二输出参考电压二Vref2，电阻三R3与电阻四R4之间的分压点三输出参考电压三Vref3。每个比较器均有两个输入端和一个输出端，其中一个输入端接收检波电路的输出电压Vc，另一个输入端接收串联分压电路的某一个分压点的输出电压，输出端向控制器中的控制电路M1输出电平。

所述控制器输出的直流电压Vd作为偏置电路的输入，偏置电路输出的偏置电流或偏置电压提供给放大电路中的功率晶体管。常见的偏置电路之一是为功率晶体管提供基极偏置电流，例如图1中的偏置电路。常见的偏置电路之二是为功率晶体管提供集电极偏置电压，未图示。本申请所提供的偏置控制电路可以连接任何现有的偏置电路，并最终为任何现有的放大电路中的功率晶体管提供偏置电流和/或偏置电压。

所述检波电路用来检测功率放大器的开启关闭控制端口PAEN是开启信号还是关闭信号，通常高电平1表示开启信号，低电平0表示关闭信号。请参阅图4，这是检波电路的输出电压Vc和功率放大器的开启关闭控制端口PAEN的输入信号随时间变化的示意图。当功率放大器的开启关闭控制端口PAEN在ta时刻由低电平变为高电平，这通常是功率放大器的开启信号，检波电路中的二极管一D1导通，开始对电容一C1充电。由于二极管一D1的导通电阻很小，电容一C1很快充满电，检波电路的输出电压Vc快速上升并在随后的t1时刻达到稳定值且保持不变。当功率放大器的开启关闭控制端口PAEN在tb时刻由高电平变为低电平，这通常是功率放大器的关闭信号，检波电路中的二极管一D1关断，电容一C1开始经过电阻五R5放电。由于电阻五R5的阻值较大，电容一C1的放电过程较慢，检波电路的输出电压Vc也缓慢下降。在随后的t2时刻，检波电路的输出电压Vc下降到参考电压一Vref1。在随后的t3时刻，检波电路的输出电压Vc下降到参考电压二Vref2。在随后的t4时刻，检波电路的输出电压Vc下降到参考电压三Vref3。当工作电压Vcc确定、各电阻的阻值确定、电容一C1的容值确定后，各参考电压值也就确定下来，并且t2时刻与tb时刻的差值、t3时刻与tb时刻的差值、t4时刻与tb时刻的差值也就确定下来。

所述延时检测电路中各个比较器的输出电平和检波电路的输出电压Vc之间的关系，可以用下表1来表示。这里仍以图3所示的三个电压比较器U1至U3为例，并且1表示高电平，0表示低电平。当检波电路的输出电压Vc高于参考电压一Vref1时，三个比较器均输出高电平。当检波电路的输出电压Vc在参考电压一Vref1与参考电压二Vref2之间时，比较器一U1输出低电平，比较器二U2和比较器三U3输出高电平。当检波电路的输出电压Vc在参考电压二Vref2与参考电压三Vref3之间时，比较器一U1和比较器二U2输出低电平，比较器三U3输出高电平。当检波电路的输出电压Vc低于参考电压三Vref3时，三个比较器均输出低电平。当然，在不同的实施例中，各个比较器的输出电平与检波电路的输出电压Vc之间的关系可以调整变化，并不需要局限为表1的示例。

表1各个比较器的输出电平和检波电路的输出电压Vc的关系

图3所示的实施例一中，串联分压电路提供了三个参考电压值，检波电路的输出电压Vc因此落在由这三个参考电压值作为界限的四个区段内，如表1所示。在其他实施例中，如果串联分压电路提供了n个参考电压值，检波电路的输出电压Vc因此落在由这n个参考电压值作为界限的n+1个区段内。为了提供n个参考电压值，串联分压电路例如由n+1个电阻串联对工作电压Vcc进行分压，比较器例如有n个，低压差稳压器例如有n+1个，其中n为自然数。

检波电路的输出电压Vc电压如果小于参考电压三Vref3，这通常表明功率放大器的开启关闭端口PAEN第一次有开启信号、或者该端口PAEN在关闭信号持续了较长时间后才有的开启信号，此时由于之前很长时间都是关闭信号，电路热量基本全部散去，因此偏置电路希望得到最高的直流电压Vd。此时各个电压比较器的输出电平例如为000(对应表1的第4行)，仅开启输出电压最大的低压差稳压器一LDO1，关闭其余的低压差稳压器。低压差稳压器一LDO1可以使电路最快进入热稳定状态，从而在射频信号输入时功率放大器的增益比较稳定，输出信号的失真很小，动态误差矢量幅度很低。

检波电路的输出电压Vc电压如果大于参考电压三Vref3且小于参考电压二Vref2，这通常表明功率放大器的开启关闭端口PAEN在关闭信号持续了第一时间后才有的开启信号，此时电路热量尚未全部散去仍有少部分残余，因此偏置电路希望得到较高的直流电压Vd。此时各个电压比较器的输出电平例如为001(对应表1的第3行)，仅开启输出电压次大的低压差稳压器二LDO2，关闭其余的低压差稳压器。

检波电路的输出电压Vc电压如果大于参考电压二Vref2且小于参考电压一Vref1，这通常表明功率放大器的开启关闭端口PAEN在关闭信号持续了第二时间后才有的开启信号，第二时间小于第一时间，此时电路热量尚未全部散去仍有较多残余，因此偏置电路希望得到较低的直流电压Vd。此时各个电压比较器的输出电平例如为011(对应表1的第2行)，仅开启输出电压次小的低压差稳压器三LDO3，关闭其余的低压差稳压器。

检波电路的输出电压Vc电压如果大于参考电压一Vref1，这通常表明功率放大器的开启关闭端口PAEN在关闭信号持续了第三时间后才有的开启信号，第三时间小于第二时间，此时电路热量基本未散去，处于接近热稳定的状态，因此偏置电路希望得到最低的直流电压Vd。此时各个电压比较器的输出电平例如为111(对应表1的第1行)，仅开启输出电压最小的低压差稳压器四LDO4，关闭其余的低压差稳压器。低压差稳压器四LDO4既不会引入很大的时变非线性，同时又可以使射频功率放大器工作在高效率状态。

需要特别说明，在不同的实施例中，各个低压差稳压器的开启与否和各个比较器的输出电平之间的关系可以调整变化。所述控制器中的控制电路M1根据延时检测电路中各个电压比较器的输出电平决定哪一个低压差稳压器开启，总的原则是：当检波电路的输出电压越低，表明整个射频功率放大器的热量散发地越彻底，为了快速达到热稳定就开启提供越大输出电压的低压差稳压器，这有利于提高动态误差矢量幅度。当检波电路的输出电压越高，表明整个射频功率放大器的热量仍有越多残余，为了快速达到热稳定只需开启提供越小输出电压的低压差稳压器，较小的输出电压有利于提高射频功率放大器的效率。

请参阅图5，这是本申请提供的动态开关的射频功率放大器的偏置控制方法的流程图。首先，串联分压电路提供了n个参考电压，以这n个参考电压作为界限划分出n+1个电压区间。其次，根据检波电路的输出电压Vc所在的电压区间，决定控制器中哪一个低压差稳压器开启。当检波电路的输出电压Vc所在的电压区间越接近工作电压Vcc，就开启输出电压越小的低压差稳压器，较小的输出电压不仅可以满足快速达到热稳定的要求，也能提高射频功率放大器的效率。当检波电路的输出电压Vc所在的电压区间越远离工作电压Vcc，就开启输出电压越大的低压差稳压器，以快速达到热稳定。本申请提供的动态开关的射频功率放大器的偏置控制方法，通过输出不同的直流电压Vd，在任何情况下都能使射频功率放大器快速达到热稳定，从而提高射频功率放大器的动态误差矢量幅度。在始终确保较低的动态误差矢量幅度的前提下，还尽量采用较小的直流电压Vd作为偏置电路的输入，从而尽量提高射频功率放大器的效率。

以上仅为本申请的优选实施例，并不用于限定本申请。对于本领域的技术人员来说，本申请可以有各种更改和变化。凡在本申请的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本申请的保护范围之内。