基于OFDM载波的反向散射通信调制方法

摘要

本发明属于通信技术领域，涉及基于OFDM(正交频分复用)载波的反向散射通信调制方法。本发明的特征在于：本发明的调制方法用于反向散射通信系统，所述反向散射通信系统包括射频源、阅读器和标签；主要步骤为：射频源发射OFDM载波信号到标签；标签接收OFDM信号，所述标签还包括反向散射天线和射频能量收集模块，所述射频能量收集模块用于收集来自标签环境中的OFDM信号的能量，所述反向散射天线用于向阅读器发送信息比特；阅读器接收并解码来自标签的反向散射信号。本发明的有益效果为，与传统的设计相比，不必发送专用的无线信号作载波，可以达到更高能量效率、更低的误比特率和更高的数据速率。

说明书

技术领域

本发明属于通信技术领域，涉及基于OFDM(正交频分复用)载波的反向散射通信调制方法。

背景技术

传统的反向散射通信系统，如射频识别(RFID)系统，是通过阅读器(Reader)产生并发送射频正弦载波给临近的标签(Tag)提供能量并承载标签信息回传给阅读器。标签电路通常比较简单且是无源的，因此其处理能力有限。如图1所示，RFID阅读器发送正弦载波给标签，标签接收到的信号一部分用于能量收集来满足标签电路的正常工作，另一部分用于反向散射，以把标签的信息传输给阅读器。由于阅读器需要生成专用的射频正弦载波，这种传统的反向散射通信系统需要消耗较高的能量，且能效较低。

发明内容

为了解决传统反向散射通信系统高消耗、低能效的问题，本发明提出了一种利用周围环境中的射频信号作为载波的环境反向散射通信技术。由于现有的无线通信系统，如无线局域网(WiFi)和数字视频广播(DVB)等，广泛使用OFDM调制方式，本发明利用无线环境中的OFDM射频信号作为载波来实现环境反向散射通信，提出了实现这种反向散射通信的空中调制技术及相应的标签发送信号设计方法和阅读器接收机设计方法。

本发明从扩频通信技术的角度来建立环境反向散射通信的系统模型，把标签端的反向散射操作看作一种调制方式，称之为“空中调制”技术。也就是说，反向散射信号可以看作是标签端的低速率数据信号和在标签端接收到的来自于周围环境射频源的高速率信号的乘积。阅读器的接收端会收到来自射频源的直接链路干扰和标签传输过来的有用信号。

本发明的技术方案是：

基于OFDM载波的反向散射通信调制方法，该调制方法用于反向散射通信系统，所述反向散射通信系统包括射频源、阅读器和标签；其特征在于，包括以下步骤：

a.射频源发射OFDM载波信号到标签；

b.标签接收OFDM信号，所述标签还包括反向散射天线和射频能量收集模块，所述射频能量收集模块用于收集来自标签环境中的OFDM信号的能量，所述反向散射天线用于向阅读器发送信息比特；

c.阅读器接收并解码来自标签的反向散射信号。

进一步的，所述步骤b的具体方法是：

所述标签接收的基带信号表示为如下公式1：

公式1中，s(n)是指单位功率的基带OFDM信号，p是平均传输功率，h(n)表示射频源到标签的信道冲激；

所述标签使用的波形x(n)表示为如下公式2：

公式2中，方波函数a(n)＝1，n＝0，1，…，(N+Ncp)/2-1，其他情况a(n)＝0，N+Ncp为每个标签符号的持续时间，N表示OFDM信号的子载波数目，Ncp为加在每个OFDM信号的前端的循环前缀的长度，B表示信息比特；

则标签中反向散射天线发送至阅读器的反向散射信号可表示为如下公式3：

公式3中，α表示标签的反射系数，gm(n)表示标签和阅读器端第m根天线之间的信道冲激响应。

进一步的，所述步骤c中：阅读器的接收端会收到来自射频源的直接链路干扰和标签传输过来的有用信号，则阅读器第m根天线，m＝1,2,…,M接收到信号可表示为如下公式4：

y_m(n)＝y_b,m(n)+y_d,m(n)+w_m(n)(公式4)

其中，是来自于射频源的直接链路干扰，w_m(n)是功率为σ²的基带加性高斯白噪声，即假定噪声w_m(n)独立于信号y_b，m(n)和y_d，m(n)；

则还包括以下消除直接链路干扰信号的步骤：

由于多径效应，每个OFDM符号周期上的直接链路干扰信号y_d(n)的两部分是相同的，所以阅读器接收到的反向散射信号y_d(n)有重复结构，故对于n＝L-1，…，Ncp-1有如下公式5：

其中，信号u(n)表示为如下公式6：

噪声v(n)表示为如下公式7：

v(n)＝w(n)-w(n+N)(公式7)

由于信号u(n)和噪声v(n)都是循环对称复高斯(CSCG)分布，采用能量检测器作为检测器，判断阅读器采用的天线数量，当阅读器采用单天线时，进入步骤d；当阅读器采用多天线时，进入步骤e；

d.建立如下公式8的检验统计量：

其中D为阅读器接收到的反向散射信号y_d(n)的重复长度，当重复长度D非常大时，检验统计量R的分布表示为如下公式9：

其中，均值为：μ₀＝1,μ₁＝γ+1；方差为：γ为信噪比；

则最佳检测器设计为：

令p(R|_B＝0)和p(R|_B＝1)为条件随机变量R|_B＝0和R|_B＝1的概率密度函数(PDF)，判决规则为：假如R＜ε，则反之，其中ε为检测门限，则误码率为如下公式10：

其中，误警概率P_fa(ε)和误检概率P_md(ε)为如下公式11：

最大似然检测器的最佳检测门限ε*为如下公式12：

最小误码率为如下公式13：

e.为第m根天线建立检验统计量如下公式14

为最后的判决建立检验统计量如下公式15：

其中，组合权重θ_m满足并且θ_m≥0，θ＝[θ₁，θ₂，…，θ_M]^T；

阅读器不同信道之间是独立的，当重复长度D非常大时，检验统计量满足如下公式16：

其中均值为：方差为：

对于最佳接收机设计，最小误码率为如下公式17：

其中，通过(M-1)维搜索得到最佳θ*，最佳门限为：

本发明的有益效果为，与传统的设计相比可以达到更低的误比特率和更高的数据速率。同时，检测器对标签符号和OFDM符号之间的时延误差不敏感，并且当相关信号的重复长度足够大时，在阅读器部署多天线可以明显的提高性能。

附图说明

图1示出了传统射频识别系统的系统框图；

图2示出了本发明环境反向散射通信系统的系统框图；

图3示出了本发明环境反向散射通信系统的系统模型；

图4示出了本发明环境反向散射通信系统的标签信号结构；

图5示出了本发明环境反向散射通信系统的阅读器接收机结构；

图6示出了本发明提出的系统设计方案和传统环境反向散射通信系统设计方案的误码率的对比。

具体实施方式

下面结合附图和实施例，详细描述本发明的技术方案：

图2表示了本发明的系统框图，在此系统中有两个共存的通信系统：传统的OFDM系统，由射频源(比如：电视塔，WiFi接入端)、专用接收机(比如：电视接收机，WiFi客户端)组成；环境反向散射通信系统，由射频源供电的标签、安装有M(M≥1)个天线的阅读器组成。本发明关注于反向散射通信系统，其中标签向阅读器传送的信号是用来自于射频源的OFDM信号作为载波进行调制的。标签包括一个反向散射天线，天线连接着负载阻抗的开关和射频能量收集模块，射频能量收集模块可以收集来自于环境中OFDM信号的能量。为了通过反向散射调制向阅读器传送信息比特，标签通过切换天线阻抗的开关进而改变反向散射信号的幅度和/或相位来调制接收到的OFDM载波，最后反向散射信号被阅读器接收解码。

图3表示了本发明的系统模型，其中fs表示环境中OFDM信号的采样速率(相当于带宽)，h(n)表示射频源和标签之间的信道冲激响应，g_m(n)表示标签和阅读器端第m根天线之间的信道冲激响应，f_m(n)表示射频源和阅读器端第m根天线之间的信道冲激响应。假定L是干扰链路和标签链路的最大信道扩展，即其中L_f为射频源与阅读器之间的信道扩展，L_h为射频源和标签之间的信道扩展，L_g为标签与阅读器之间的信道扩展。

N表示OFDM信号s(n)的子载波数目，长度为N_CP的循环前缀加在每个OFDM信号的前端，也就是说s(n)＝s(n+N)其中n＝0,1,…，N_CP-1。为了去除符号间干扰(ISI)，循环前缀的长度N_CP要设置成大于传统OFDM接收机的最大信道时延扩展，即N_CP＞＞L。

标签端接收到的基带信号为：

其中s(n)是指单位功率的基带OFDM信号，p是平均传输功率，h(n)表示射频源到标签的信道冲激。

阅读器第m根天线，m＝1,2,…，M接收到的基带信号为

y_m(n)＝y_b,m(n)+y_d,m(n)+w_m(n)

其中，是从标签端接收到的反向散射信号，是来自于射频源的直接链路干扰，w_m(n)是功率为σ²的基带加性高斯白噪声，即假定噪声w_m(n)独立于信号y_b，m(n)和y_d，m(n)。

由于在实际中标签和阅读器的距离很短，本发明假定每个信道g_m(n)有一个单独的路径即g_m。阅读器端第m根天线接收到的反向散射信号可以简化成：

y_b,m(n)＝αg_mc(n)x(n)

图4表示此系统中标签信号的结构，每个标签符号的持续时间等于一个OFDM符号的周期，即N+Ncp,标签使用的波形x(n)为：

其中，方波函数a(n)＝1，n＝0，1，…，(N+Ncp)/2-1，其他情况a(n)＝0。也就是说对于比特“1”有其他状态，在符号周期中间发生反转，比特“0”没有反转。

图5示出了本发明环境反向散射通信系统的阅读器接收机结构。本发明设计的阅读器接收机首先利用接收信号的重复结构去除直接链路干扰，在此之后建立检验统计量，以误码率最小为目标设计最佳接收机，对信号做出判决，恢复出原信号。下面对于阅读器接收机的设计做出详细说明。

由于多径效应，每个OFDM符号周期上的直接链路干扰信号y_d(n)的两部分是相同的，所以阅读器接收到的反向散射信号y_d(n)有重复结构，故对于n＝L-1，…，Ncp-1有：

其中，信号u(n)和噪声v(n)如下表式

v(n)＝w(n)-w(n+N)

由于信号u(n)和噪声v(n)都是CSCG，本发明采用能量检测器作为最佳检测器，当阅读器采用单天线时，建立下面的检验统计量：

当重复长度D非常大时，检验统计量R的分布为

其中均值为

μ₀＝1,μ₁＝γ+1,

方差为

最佳检测器设计：让p(R|_B＝0)和p(R|_B＝1)为条件随机变量R|_B＝0和R|_B＝1的概率密度函数(PDF)，判决规则为：假如R＜ε，则，反之，，其中ε为检测门限，误码率为；

其中误警概率P_fa(ε)和误检概率P_md(ε)为

最大似然检测器的最佳检测门限为

最小误码率为

当阅读器采用多天线时，本发明为第m根天线建立检验统计量

为最后的判决建立检验统计量为：

其中，组合权重θ_m满足并且θ_m≥0，θ＝[θ₁，θ₂，…，θ_M]^T。

阅读器不同信道之间是独立的，当重复长度D非常大时，检验统计量满足

其中均值为

对于最佳接收机设计，最小误码率为：

其中可以通过(M-1)维搜索得到最佳θ*使得误码率最小，并且给定θ*，最小误码率下的最佳门限为：

通过(M-1)维搜索得到θ*为最佳组合权重，三种传统的组合方案包括最大比值组合(MRC)、等增益组合(EGC)、选择组合(SC)，它们是次最优、低复杂度组合方案。传统方案得到的组合系数仅基于所有接收机分机的SNRs，所以这些都很简单。MRC和EGC的组合权重为

SC的组合权重为

其中

下面通过仿真结果来验证本发明设计的收发信机的性能。假定OFDM信号的采样频率f_s为20MHz，并且假定信道为独立的瑞利衰落信道，即每条路径的信道系数是一个CSCG随机变量，每条路径的能量增益服从指数分布，让路径数L_f＝L_H＝8，并且L_g＝1。

图6示出了本发明提出的最佳检测器和均值检测器的平均SNR和误码率的关系，其中CP长度N_CP＝64。使用本发明提出的最佳检测器误码率随着SNR从0dB增加到24dB而从1.5×10^-1减到9×10^-4。作为对比，使用传统的均值检测器误码率见效的比较慢，保持一个很高的误码率，在0.18左右，下面进行说明，均值检测器通过把来自于射频源的直接链路干扰作为噪声来解码标签比特，由于直接链路干扰远强于反向散射后的信号，这导致很低的SNR和很高的误码率。