用于使用位置传感器进行电机控制的系统和方法

摘要

本公开涉及用于使用位置传感器进行电机控制的系统和方法。一种用于电机控制的实施例方法包括监控耦合到旋转的电机的多个位置传感器。监控包括测量由位置传感器产生的相应的输出模式的转变时间，相应的输出模式均包括根据电机的每次旋转而重复的至少一个转变时间。方法进一步包括根据测量的转变时间确定第一旋转时段。方法还包括确定从第一旋转时段的开始时间起已经消逝的第一旋转时段的消逝部分。

说明书

技术领域

本发明总体涉及用于电机控制的系统和方法，并且在具体的实施例中，涉及用于使用位置传感器进行电机控制的系统和方法。

背景技术

电子换相的电机或无刷电机对多种应用而言是有用的。这些应用包括加热/通风/空气调节(HVAC)鼓风机、消费电器、泵、电子装备中的冷却风扇以及无线电动工具。

尽管如此，设计用于这种无刷电机的控制系统出现了许多挑战。无刷电机通常使用利用来自位置传感器(例如，磁霍尔传感器)的反馈的控制系统来进行电子换相。然而，由于多种因素，这些位置传感器不指示正确的换相时间。这些因素包括由于受限的可用空间而导致的位置传感器的不精确地安装、来自传感器本身的迟滞输出和在传感器制造过程中的缺陷。导致的不精确的换相点可能导致不平衡的相导通、转矩脉动和降低的功率效率。此外，因为许多无刷电机被配置成在操作期间生成正弦的反电动势(EMF)，所以需要正弦加权的控制来为这种电机(尤其在低速的情况下)提供更平滑以及更精确的控制。然而，生成正弦加权的电机控制信号要求比由位置传感器的典型的数字输出实施方式提供的分辨率和动态控制更高的分辨率和更高度自适应的动态控制。

发明内容

根据本发明的实施例，提供了一种用于电机控制的方法。该方法包括监控耦合到旋转的电机的多个位置传感器。监控包括测量由位置传感器产生的相应的输出模式的转变时间，相应的输出模式均包括根据电机的每次旋转而重复的至少一个转变时间。该方法进一步包括根据测量的转变时间确定第一旋转时段。该方法还包括确定从第一旋转时段的开始时间起已经消逝的第一旋转时段的消逝部分。

根据本发明的另一实施例，提供了一种电机控制电路。该电路被配置成监控耦合到旋转的电机的多个位置传感器。监控包括测量由位置传感器产生的相应的输出模式的转变时间。该电路进一步被配置成测量根据校准旋转时段旋转的电机的反电动势(EMF)。该电路还被配置成在校准序列期间计算相对于测量的转变时间的多个换相误差分数。

根据本发明的另一实施例，提供了一种电机控制器。该控制器包括位置生成电路，位置生成电路包括被配置成耦合到电机的位置传感器的时段确定电路。位置生成电路还包括耦合到时段确定电路的输出的步进计时(step-tick)生成器。步进计时生成器被配置成在由时段确定电路确定的一个时段中产生预订数量的脉冲。

附图说明

为了更完整地理解本发明及其优点，现在对结合附图的以下描述进行参考，其中：

图1A至图1D是根据本发明的实施例的在电机控制系统中使用的电机的框图；

图2是根据本发明的实施例的示出电机控制系统的换相模式的时序图；

图3A至图3B是根据本发明的实施例的示出换相时间的调整的时序图；

图4是根据本发明的实施例的包括换相调整和位置测量的电机控制系统的框图；

图5是根据本发明的实施例的用于更新动态改变的电机旋转时段的方法的时序图；

图6是根据本发明的实施例的位置测量电路的框图；

图7是根据本发明的实施例的电机控制的方法的流程图；以及

图8是根据本发明的实施例的可以用于实施本文公开的一些设备和方法的处理系统的框图。

具体实施方式

在下文详细讨论当前的优选实施例的制作和使用。然而，应当理解，本发明提供了可以在广泛的特定环境中实施的许多可用的创造性构思。讨论的具体实施例只是制作和使用本发明的具体方式的说明，并不限制本发明的范围。

将关于在具体环境中的优选实施例(用于控制具有外部转子和逆变器的三相、双极、无刷电机的系统和方法，外部转子具有直流(DC)功率连接，逆变器由脉冲宽度调制(PWM)进行切换)来描述本发明。另外的实施例可以应用于需要不同数量的相、极、不同的转子结构、不同的逆变器调制方案或交流(AC)功率连接的其它电机控制系统。

在实施例中，随着从电机的当前旋转的开始起消逝的时间测量转子位置，并且该转子位置被用来查找用于将电机的绕组切换到活跃状态或浮置状态的下一换相时间。转子位置的测量使用在电机中安装的所有位置传感器的输出信号，从而可以将变化的电机速度考虑在内。在一些实施例中，磁霍尔传感器可以用作位置传感器。其他实施例可以使用不同的位置传感器，诸如，例如，光学位置传感器或机械位置传感器。

基于当前转子位置，通过参考查找表(LUT)或其他存储结构(在其中已经针对电机的整个旋转预先存储了所有的换相时间)找到下一换相时间。在正常电机操作之前出现的校准序列期间计算和存储这些换相时间。该校准序列使用在电机旋转期间的任一点处浮置的绕组上所测量的电机的反EMF。在校准序列期间调整换相时间，使得当换相出现时，浮置的反EMF的波形不表现出跳跃的非连续性。

包括图1A至图1D的图1是具有用于在电机控制系统中使用的霍尔传感器的实施例电机的框图。现在参考图1A，电机112具有霍尔传感器104A-104C，霍尔传感器104A-104C是提供通过永磁体转子114的磁场B接通或关断的电压输出的半导体设备。来自这些霍尔传感器104A-104C的输出信号可以因此用来在转子完成完整的旋转时检测转子的位置。尽管可以使用任意数量的霍尔传感器，但是在图1A的实施例中示出了三个霍尔传感器104A-104C。电机112具有磁极区域，在图1A至图1D的实施例中磁极区域包括南极区域116和北极区域118，但是在其他实施例中可以存在任意数量的极。南极区域116被图示成通过垂直于磁场的方向的线与北极区域118分开。随着转子114旋转，南极区域116中的霍尔传感器接通而北极118中的霍尔传感器关断。例如，当转子114处于图1A中所示的瞬时位置并且逆时针方向转动时，霍尔传感器104A将离开南极区域116并且将进入北极区域118。因此，霍尔传感器104A从接通切换到关断。在上述的示例中，霍尔传感器104B仍然在南极区域116中并且因此仍然接通，并且霍尔传感器104C仍然在北极区域118中并且因此仍然关断。

在图1B中示出了另一示例，图1B描绘了在本公开中被称为霍尔转变时间的下一时间的电机，其中霍尔传感器104A-104C中的任何霍尔传感器被接通或关断。本公开将第k次霍尔转变时间表示为(在图1A中描绘)并且两个霍尔转变时间和之间的时段被称为霍尔时段因为图1A至图1D的实施例电机112具有三个霍尔传感器和两个极区域，所以6个霍尔时段组成转子114的每个完整的旋转T_k。再次参考图1B，在时间霍尔传感器104C将离开北极区域118并且将进入南极区域116，并且因此从关断切换到接通，霍尔传感器104A仍然在北极区域118中以使得它仍然关断，并且霍尔传感器104B仍然在南极区域116中以使得它仍然接通。

现在参考图1C，转子114根据向绕组102A-102C的子集施加以生成电机电流I的馈送电压V_f旋转。尽管可以使用任意数量的相，但是在图1的实施例中，电机112是具有三个绕组102A-102C的三相电机。在转子114的旋转期间发生切换以使得在典型操作期间只有电机绕组中的两个电机绕组通过被提供馈送电压以生成电机电流而被同时激活，而第三个绕组不被激活以使得它仍然处于浮置电压而没有电流。例如，在图1C中，在绕组102C和绕组102B之间施加馈送电压而绕组102A浮置。随着转子114从它在图1C中的位置逆时针转动到图1D中的新的位置，从在图1D中浮置的绕组102B去除馈送电压，并且在图1D中在绕组102C和绕组102A之间施加馈送电压。

随着转子114旋转，跨所有的绕组生成反EMF V_b。因为反EMF与跨活跃的绕组的馈送电压相互作用，所以它最容易跨浮置的绕组被测量。该浮置的反EMF对检测转子114的磁场和切换时间之间的相互作用是有用的，在切换时间两个绕组被激活并且同时第三个绕组不被激活。在本公开中绕组的这种切换时间被称为换相时间。在本公开中，第k次换相时间被表示成并且两个换相时间和之间的时段被称为换相时段

参考图2，在每个换相时间，对于哪两个绕组活跃的选择以随着每次完整的旋转T_k而重复的模式而变化。在图2中针对具有两个极区域的实施例三相电机112描绘该换相模式。例如，在换相时间之后，跨绕组102A和绕组102B施加馈送电压，并且绕组102C具有浮置的电压而没有电流。在换相时间之后，跨绕组102A和绕组102C施加馈送电压，并且绕组102B具有浮置的电压而没有电流。在表1中总结了针对完整旋转T_k的活跃绕组选择的完整集合。

表1.正常操作期间的活跃的和浮置的绕组的模式

图3A和图3B是示出浮置的绕组上的反EMF可以如何被用来相对于霍尔转变时间而校准换相时间的时序图。图1A至图1D的实施例电机是三相星形连接的电机以使得随着转子114转动以及磁场的方向改变，在绕组102A-102C中的每个中的反EMF以在图3A中所示的梯形波形变化。在其他实施例中，使用生成正弦反EMF的电机。

跨瞬时浮置的绕组的反EMF的精确波形取决于换相时间。在校准之前，可以指定这些换相时间在每个霍尔转变时间出现，即在来自霍尔传感器104A-104C的电压输出的每个上升沿或下降沿。然而，由于通过霍尔传感器的转子磁场的迟滞延迟检测以及霍尔传感器的不精确的机械安装，当换相时间被指定精确地在这些霍尔转变时间出现时，发生相移(诸如，例如延迟)。由于该相位延迟，在每个换相时段结束时浮置的绕组处测量的反EMF和在下一换相时段开始时浮置的绕组处测量的反EMF之间存在不连续性。为了克服该相位延迟，换相时间可以被指定成在时间上更早出现。然而，如果换相发生过早，则出现相位超前问题。类似地，由于该相位超前，在每个换相时段结束时浮置的绕组处测量的反EMF和在下一换相时段开始时浮置的绕组处测量的反EMF之间存在不连续性。

现在参考图3B，可以调整每个换相时间以使得在每个换相时段结束时浮置的绕组处测量的反EMF等于在下一换相时段开始时浮置的绕组处测量的反EMF。当反EMF由此对准时，在校准的换相时间(校准的换相时间是校准的换相时段的相应的开始时间)发生换相，这又构成了完整的旋转通过换相误差e₀...e₅相对于相应的霍尔转变时间调整这些校准的换相时间。在完整的电机旋转时段T中，霍尔转变时间用于霍尔信号。尽管在图3A和图3B中描绘了梯形的反EMF，但是在其他实施例中，使用相同的前述反EMF对准技术校准具有正弦反EMF的电机。

图4是在校准序列中校准电机换相时间并且之后在正常操作期间调整这些换相时间以提供动态速度控制的实施例双极、三相电机控制系统的框图。在图4的三相、双极实施例中，三个双向电机控制信号均被提供给相应的绕组以控制电机112。尽管在图4中的实施例中这些双向电机控制信号不是正弦的，然而本公开将它们称为“AC电机控制信号”。在任意的换相时段期间，在三个AC电机控制信号中的两个之间施加馈送电压以提供跨电机112的两个活跃的绕组的电机电流，而没有跨第三电机绕组施加电压。根据均连接到DC电压源的6个逆变器开关414A–414F的子集的PWM斩波生成这些AC电机控制信号。这些逆变器开关414A–414F可以是，例如，MOSFET、IGBT或其他晶体管。功率逆变器410可以是，例如，桥式逆变器。

作为示例，可以在6毫秒的时段期间(在其中给定的绕组是活跃的)在10kHz的频率处对逆变器开关414A–414F进行PWM斩波。在该示例中，在该活跃的时段内会出现60次PWM斩波循环，并且每个PWM斩波循环会具有第一阶段和第二阶段。

在AC电机控制信号的PWM斩波的第一阶段中，通过闭合位于第一绕组和DC电压源的正端子之间的“高侧”逆变器开关在第一活跃绕组上传送电机电流，并且通过同时闭合位于第二活跃绕组和DC电压源的负端子之间的“低侧”逆变器开关在第二活跃的绕组上返回电机电流。上述高侧开关和低侧开关不应当连接到相同的电机绕组，例如，不像连接到相同的电机绕组的逆变器开关414A和414B。对于PWM斩波的第二阶段，取决于系统是被配置成执行“单侧斩波”还是“双侧斩波”而使用不同的电流路径。在第一单侧斩波实施例中，在第一阶段中被闭合的高侧逆变器开关在第二阶段期间被断开，而低侧逆变器开关仍然闭合。在该配置中，在第二阶段期间，电流从DC电压源的负端子流经连接到第一活跃绕组的第一逆变器开关的体二极管，然后经过第一活跃绕组和第二活跃绕组，并且然后经过低侧逆变器开关返回到DC电压源的负端子。在第二单侧斩波实施例中，在第一阶段中被闭合的低侧逆变器开关在第二阶段期间被断开，而高侧逆变器开关仍然闭合。

在双侧斩波中，在第一阶段中被闭合的高侧逆变器开关和低侧逆变器开关两者被断开。在第一双侧斩波实施例中，在第二阶段期间，电流从DC电压源的负端子流经连接到第一活跃绕组的第一逆变器开关的体二极管，然后经过第一活跃绕组和第二活跃绕组，并且然后经过在第二活跃绕组和DC电压源的正端子之间连接的第二逆变器开关的体二极管。在第二双侧斩波实施例中，使用同步整流以使得在第二阶段期间第一逆变器开关和第二逆变器开关被闭合以防止经过体二极管的效率损失。

作为逆变器开关的斩波的示例，在第一阶段期间，电机电流在连接到端子420C的第一活跃绕组上传送并且在连接到端子420B的第二活跃绕组上返回。逆变器开关414E是被闭合以将端子420C连接到DC电压源的正端子的高侧逆变器开关，并且逆变器开关414D是被闭合以将端子420B连接到DC电压源的负端子的低侧逆变器开关。在单侧斩波中，逆变器开关414E在第二阶段期间被断开，而逆变器开关414D仍然闭合，以使得电流从DC电压源的负端子流经逆变器开关414F的体二极管到端子420C，然后经过第一活跃绕组和第二活跃绕组到端子420B，并且然后经过逆变器开关414D返回到DC电压源的负端子。在双侧斩波中，逆变器开关414E和逆变器开关414D两者在第二阶段期间被断开以使得电流从DC电压源的负端子流经逆变器开关414F的体二极管到端子420C，然后经过第一活跃绕组和第二活跃绕组到端子420B，并且然后经过逆变器开关414C的体二极管到DC电压源的正端子。

随着电机112的转子旋转，它生成跨电机绕组的反EMF。电机112向换相调整单元402提供三个未校准的霍尔传感器测量值。反EMF波形也被提供给换相调整单元402的校准单元405。在初始的校准序列中，电机以恒定的速度旋转以使得在每个换相时段中浮置的相应的电机绕组的反EMF可以用来相对于霍尔转变时间校准换相时间。在该校准序列期间，双侧斩波用来降低自由旋转噪声，并且因此在测量浮置反EMF波形时，浮置反EMF波形更干净。换相误差e₀…e₅均被计算为上一个霍尔转变时间和校准的换相时间之间的时间差。在校准序列结束时，校准单元405将换相误差计算为校准旋转时段T的分数并且将这些分数换相误差e_0...5/T存储在查找表(LUT)418中。

在实施例双极、三相电机112的正常操作期间，换相调整单元402使用霍尔信号来测量当前旋转时段T_k，旋转时段T_k将随着电机速度改变而变化。然后，换相调整单元402针对当前旋转时段计算每个换相误差从这些当前换相误差确定调整的换相时间并且向PWM生成单元404提供调整的换相时间。根据下面的等式，从在LUT 418中存储的分数换相误差计算当前换相误差：

其中x＝0...5。(1)

位置测量单元403也使用霍尔信号来测量作为相对于最近的旋转时段的开始消逝的时间的分数或t^r/T_k的转子位置。位置测量单元403向PWM生成单元404提供该分数转子位置。在一些实施例中，该分数转子位置可以被PWM生成单元404使用来生成正弦PWM调制或空间向量PWM(SVPWM)调制。在这种调制方案下，PWM生成单元404在一些实施例中使用存储由分数转子位置索引的占空比值的第二LUT(未示出)，其中这些占空比值用于将预驱动器输入信号正弦加权。在一些实施例中，还可以根据所需的电机速度确定PWM占空比值。

在图4的实施例中，PWM生成单元404随后生成6个预驱动器输入信号，6个预驱动器输入信号是PWM信号并且是变化的以根据调整的换相时间和分数转子位置切换电机112的绕组。在一些实施例中，预驱动器输入信号包括被PWM生成单元404施加至确定的下一换相时间的相位超前。

预驱动器输入信号被预驱动器406放大以生成六个换相控制信号，六个换相控制信号是用于控制功率逆变器410的PWM信号。功率逆变器410随后生成AC电机控制信号以用于控制电机112。在一些实施例中，功率逆变器410使用单侧斩波来生成AC电机控制信号。在其他实施例中，功率逆变器410使用同步整流来生成AC电机信号。

图5是示出位置测量单元403如何测量当前旋转时段的长度以在正常操作期间随着电机速度改变而提供高分辨率的转子位置测量的时序图。在图4的两相、三极的实施例中，前一个旋转时段T_k-1被计算为组成该前一个旋转时段T_k-1的6个霍尔时段到的和。为了节省计算，这6个霍尔时段到被存储在FIFO中。然后，根据下面的等式，可以通过简单地减去前一旋转的第一霍尔时段并且加上最近测量的霍尔时段而在每个霍尔时段期间更新当前旋转时段T_k：

图6是可以用在图4的电机控制系统中的实施例位置测量电路的框图。具有可以是固定的或者可调整的分辨率设置的步进计时生成器605包括计数器610。通过霍尔信号中的任意选择的一个上的上升沿或下降沿来重置计数器610，这指示新的转子旋转的开始。跟随该重置信号，计数器610从0向上计数以指示转子位置，转子位置被确定为分辨率设置(每次旋转以计数测量)与当前旋转时段的已经消逝的部分的乘积的格式。在本公开中计数器610的每次这种递增被称为“步进计数”。为了测量分数转子位置，当电机加速时，或者等效地，当当前旋转时段减少时，计数器610必须更快地计数。

再次参考图6，为了测量当前旋转时段并且增加计数器速度，位置测量单元403使用两个时钟601A和601B，两个时钟601A和601B以相应的频率f₁和f₂操作并且均具有从每个时钟的任意开始时间起已经消逝的相应数量的时钟周期。在一些实施例中，f₂比f₁快2的幂倍。时钟601A被包括在时段确定电路603中，时段确定电路603还包括霍尔输入计时器602、输入逻辑单元604和霍尔时序寄存器606。在每个霍尔转变时间处，输入逻辑单元604检测在任意的霍尔传感器信号上的上升沿或下降沿并且导致已经消逝的时钟601A的f₁频率钟控的周期的数量的捕捉，如通过霍尔输入计时器602测量的。然后，该捕捉的f₁频率钟控的周期的数量作为霍尔转变时间被存储在霍尔时序寄存器606中，并且然后根据等式2将当前旋转时段中的f₁频率钟控的周期的数量计算为最近的6个霍尔时段的和。以f₁频率钟控的周期测量的该旋转时段被提供到计时器转换单元608。计时器转换单元608将以f₁频率钟控的周期测量的该旋转时段转换成每步进计时中的时钟601B的f₂频率钟控的周期的数量为了这么做，计时器转换单元608将时钟601A周期中的旋转时段除以在每次旋转的步进计时中测量的分辨率设置的分辨率r。然后，计时器转换单元608将得到的商与时钟601B的频率f₂相对于时钟601A频率f₁的比值相乘。在一些实施例中，该时钟频率比值是2的幂。在一些实施例中，将商与时钟频率比值或2的幂相乘可以改善整体分辨率。计时器转换单元608的上述操作被总结为下面的等式：

然后，每个步进计时的该周期数量被存储在重载寄存器616中并且被载入到计时器618中。在每个时钟601B周期期间，计时器618以一为单位向上计数或向下计数直到它对应地达到溢出或下溢条件，在该点它触发触发锁存器(toggle latch)620以产生脉冲来增加计数器610的计数并且还利用的最后存储的值从重载寄存器616重载计时器618。

在实施例中，仅使用微控制器捕捉/比较单元(CCU，例如英飞凌微控制器的CCU6)和嵌入式电力设备的通用计时器(GPT)块(例如，英飞凌e电力设备的GPT12块)实施图6的所有部件。在上述的实施例中，可以使用被包括在CCU中的捕捉/比较寄存器(CCR)实施霍尔时序寄存器606，并且重载寄存器616可以是被包括在GPT设备中的捕捉/重载(CAPREL)寄存器。

图7是用于校准和操作无刷电机控制系统的实施例方法的流程图。在步骤702，在初始校准序列中，电机以恒定速度旋转。在该校准序列期间，使用双侧斩波来降低反EMF噪声。在步骤704，在每个换相时段中浮置的相应的绕组被用来校准换相时间。将在每个换相时段结束时的浮置绕组的反EMF和下一换相时段开始时的下一浮置绕组的反EMF相比较。在步骤706，调整换相时段直到每对相邻的换相时段的浮置绕组在将换相时段分开的相应的换相时间处具有相等的反EMF。在步骤708，在校准序列结束时，确定校准的换相时间，并且计算校准的换相时间和之前的霍尔转变时间之间的换相误差e₀…e₅。这些换相误差被存储在LUT中作为校准旋转时段T的分数。在步骤710，当电机速度改变时，更新测量的旋转时段。在步骤712，该测量的旋转时段被用来测量转子位置作为相对于当前旋转时段的逝去的时间的分数，并且从存储的换相误差分数计算用于测量的旋转时段的当前换相误差。在步骤714，通过以这些当前换相误差中的一个延迟最近的霍尔转变来确定下一换相时间，并且生成PWM预驱动器输入信号和PWM换相控制信号。在一些实施例中，根据分数转子位置对这些PWM信号进行正弦加权。在步骤716，在下一换相时间根据换相控制信号切换电机控制信号以提供跨活跃的电机绕组的单侧开关的或双侧开关的馈送电压和电机电流。

图8示出了可以用于实施本文公开的一些设备和方法的处理系统的框图。具体的设备可以利用示出的所有部件或仅利用部件的子集，并且集成的水平可以在设备之间变化。此外，设备可以包含多个部件的实例，诸如多个处理单元、处理器、存储器、发射器、接收器等。在实施例中，处理系统包括嵌入式系统。在其他实施例中，处理系统包括计算机工作站。处理系统可以包括装备有一个或多个输入/输出设备(诸如扬声器、麦克风、鼠标、触摸屏、小键盘、键盘、打印机、显示器等)的处理单元。处理单元可以包括CPU、存储器、大容量存储设备、视频适配器和连接到总线的I/O接口。在实施例中，在单个处理系统中或在多个处理系统中的多个处理单元可以形成分布式处理池或分布式编辑池。

总线可以是几种总线架构(包括存储器总线或存储器控制器、外围总线、视频总线等)的任意类型的一种或多种。CPU可以包括任意类型的电子数据处理器。存储器可以包括任意类型的系统存储器，诸如随机存取存储器(RAM)、静态RAM(SRAM)、动态RAM(DRAM)、同步DRAM(SDRAM)、只读存储器(ROM)、它们的组合等。在实施例中，存储器可以包括用于在启动时使用的ROM和用于在执行程序时使用的用于程序和数据存储的DRAM。

大容量存储设备可以包括任意类型的存储设备，大容量存储设备被配置成存储数据、程序和其他信息并且使得数据、程序和其他信息经由总线可访问。大容量存储设备可以包括例如固态驱动、硬盘驱动、磁盘驱动、光盘驱动等中的一种或多种。

视频适配器和I/O接口提供接口以将外部输入和输出设备耦合到处理单元。如图示的，输入和输出设备的示例包括耦合到视频适配器的显示器和耦合到I/O接口的鼠标/键盘/打印机。其他设备可以耦合到处理单元，并且可以利用附加的或更少的接口卡。例如，可以使用诸如通用串行总线(USB，未示出)的串行接口来提供用于打印机的接口。

处理单元还包括一个或多个网络接口，网络接口可以包括有线链路(诸如以太网线缆等)和/或无线链路以访问节点或不同的网络。网络接口允许处理单元经由网络与远程单元通信。例如，网络接口可以经由一个或多个发射器/发射天线和一个或多个接收器/接收天线提供无线通信。在实施例中，处理单元耦合到局域网或广域网以用于数据处理以及与远程设备(诸如，其他处理单元、网络、远程存储设施等)通信。网络接口可以被配置成具有通信地耦合到这些远程设备中的一个或多个的连接专用的虚拟或物理端口。

在实施例中，用于电机控制的方法包括确定下一换相时间并且在下一换相时间跨电机的活跃绕组施加馈送电压。

在另一实施例中，确定下一换相时间包括：从存储设备获取被包括在多个换相误差分数中的当前换相误差分数，多个换相误差分数均包括相应的旋转时段分数；将当前换相误差分数和第一旋转时段相乘以确定当前换相误差；以及根据当前换相误差和多个位置传感器的转变时间确定下一换相时间。

在另一实施例中，用于电机控制的方法进一步包括在校准序列期间计算多个换相误差分数；以及将多个换相误差分数存储在存储设备中。

在另一实施例中，电机是无刷电机，活跃绕组包括第一活跃绕组和第二活跃绕组，并且方法进一步包括切换耦合到电机的逆变器。逆变器包括：被配置成耦合到DC电源的阴极的第一端子，被配置成耦合到DC电源的阳极的第二端子，被耦合在第一活跃绕组和第一端子之间的第一开关，被耦合在第二活跃绕组和第二端子之间的第二开关，将第一活跃绕组耦合到第二端子的第一体二极管，以及将第二活跃绕组耦合到第一端子的第二体二极管。方法进一步包括在下一换相时间切换逆变器，使得第一开关和第二开关被闭合，并且在下一换相时间之后出现的时间切换逆变器以断开第一开关和第二开关中的至少一个。

在另一实施例中，计算多个换相分数包括测量根据校准旋转时段旋转的电机的反电动势(EMF)。电机包括多个绕组，每个绕组分别根据时序模式被选择成处于激活状态和浮置状态中的一个状态，并且时序模式包括将第一时段与第二时段分开的第一换相时间和将第二时段与第三时段分开的第二换相时间。计算多个换相分数进一步包括计算第一换相误差以使得当以第一换相误差延迟第一换相时间时，在第一时段结束时的第一浮置绕组具有与在第二时段开始时的第二浮置绕组相同的反EMF。计算多个换相分数还包括计算第二换相误差以使得当以第二换相误差延迟第二换相时间时，在第二时段结束时的第二浮置绕组具有与在第三时段开始时的第三浮置绕组相同的反EMF。计算多个换相分数还包括将第一换相误差和第二换相误差除以校准旋转时段。

在另一实施例中，用于电机控制的方法进一步包括在第一时段的开始时间切换逆变器以使得第一开关和第二开关被闭合。方法进一步包括在第一时段的开始时间之后出现的时间切换逆变器以使得第一开关和第二开关断开。

在用于电机控制的方法的另一实施例中，由位置传感器产生的相应的输出模式的每个转变时间包括上升沿和下降沿中的至少一个。

在另一实施例中，用于电机控制的方法进一步包括检测相应的输出模式中的一个的上升沿和下降沿中的一个以确定第一旋转时段的开始时间。

在另一实施例中，用于电机控制的方法进一步包括确定第一旋转时段的消逝部分。确定第一旋转时段的消逝部分包括根据第一旋转时段调整计数时间间隔并且在每次计数时间间隔结束时增加计数以提供第一旋转时段的消逝部分。

在另一实施例中，确定第一旋转时段包括将以测量的转变时间为边界的多个转变时段相加。

在另一实施例中，用于电机控制的方法进一步包括确定电机的第二旋转时段。确定第二旋转时段包括：从第一旋转时段中减去多个转变时段中最早的转变时段；加上以多个位置传感器的转变时间为边界的最近的转变时段；根据第二旋转时段调整计数时间间隔；以及在每个计数时间间隔期间增加计数以测量第二旋转时段的消逝部分。

在用于电机控制的方法的另一实施例中，耦合到旋转的电机的多个位置传感器包括多个霍尔传感器。

在实施例中，电机控制电路包括多个绕组，每个绕组分别根据时序模式被选择成处于激活状态和浮置状态中的一个状态。时序模式包括将第一时段与第二时段分开的第一换相时间和将第二时段与第三时段分开的第二换相时间。电机控制电路进一步被配置成计算第一换相误差以使得当以第一换相误差延迟第一换相时间时，在第一时段结束时的第一浮置绕组具有与在第二时段开始时的第二浮置绕组相同的反EMF。电机控制电路进一步被配置成计算第二换相误差以使得当以第二换相误差延迟第二换相时间时，在第二时段结束时的第二浮置绕组具有与在第三时段开始时的第三浮置绕组相同的反EMF。电机控制电路进一步被配置成将第一换相误差和第二换相误差除以校准旋转时段。

在另一实施例中，电机控制电路进一步被配置成将多个换相误差分数存储在存储设备中。

在另一实施例中，电路进一步包括耦合到电机的逆变器并且多个绕组包括第一活跃绕组和第二活跃绕组。逆变器包括被配置成耦合到DC电源的阴极的第一端子，被配置成耦合到DC电源的阳极的第二端子，被耦合在第一活跃绕组和第一端子之间的第一开关，被耦合在第二活跃绕组和第二端子之间的第二开关，将第一活跃绕组耦合到第二端子的第一体二极管。电机控制电路进一步被配置成在第一时段的开始时间切换逆变器以使得第一开关和第二开关被闭合，并且在第一时段的开始时间之后出现的时间切换逆变器以使得第一开关和第二开关被断开。

在电机控制电路的另一实施例中，由位置传感器产生的相应的输出模式均包括根据电机的每次旋转而重复的至少一个转变时间，并且相应输出模式的每个转变时间包括上升沿和下降沿中的至少一个。

在另一实施例中，电机控制电路进一步被配置成检测相应的输出模式中的一个的上升沿和下降沿中的一个以确定第一旋转时段的开始时间。

在另一实施例中，电机控制电路进一步被配置成：将以测量的转变时间为边界的第一多个转变时段相加以确定第一旋转时段；从存储设备获取当前换相误差分数；将当前换相误差分数与第一旋转时段相乘以确定当前换相误差；以及根据当前换相误差和多个位置传感器的转变时间确定下一换相时间。

在另一实施例中，电机控制电路进一步被配置成在下一换相时间切换逆变器以使得第一开关和第二开关被闭合，在下一换相时间之后出现的时间切换逆变器以使得第一开关断开并且第二开关被闭合，在下一换相时间跨电机的活跃绕组施加馈送电压。

在另一实施例中，电机控制电路进一步被配置成根据第一旋转时段调整计数时间间隔，并且在每次计数时间间隔结束时增加计数以提供第一旋转时段的消逝部分。

在另一实施例中，电机控制电路进一步被配置成通过将最近的转变时段与从第一旋转时段减去最早的转变时段的差相加来确定电机的第二旋转时段，其中最近的转变时段以多个位置传感器的转变时间为边界，并且最早的转变时段被包括在第一多个转变时段中。电机控制电路进一步被配置成根据第二旋转时段调整计数时间间隔，并且在每个计数时间间隔期间增加计数以测量第二旋转时段的消逝部分。

在电机控制电路的另一实施例中，耦合到旋转电机的多个位置传感器包括多个霍尔传感器。

在另一实施例中，电机控制电路进一步包括处理器和存储由处理器执行的程序的非瞬态计算机可读介质。

在实施例中，电机控制器包括配置成耦合到电机的位置传感器和电机的绕组的校准电路。

在另一实施例中，电机控制器进一步包括时段确定电路，时段确定电路包括被配置成在位置传感器的信号转变之间累积最后N个时段的时序寄存器。电机控制器进一步包括步进计时生成器，步进计时生成器包括：被配置成根据累积的最后N个时段计算步长的计时器转换单元；配置成根据步长计时的计时器；以及触发锁存器，被配置成使得当计时器已经完成计时时，触发锁存器产生脉冲并且根据步长重新开始计时器计时。

在另一实施例中，电机控制器进一步包括微控制器捕捉/比较单元(CCU)和通用计时器(GPT)设备。微控制器CCU包括捕捉/比较寄存器(CCR)、输入逻辑电路和输入计时器。CCR包括时序寄存器，输入逻辑电路被包括在时段确定电路中，并且输入计时器被包括在时段确定电路中。GPT设备包括捕捉/重载(CAPREL)寄存器，CAPREL寄存器被包括在步进计时生成器中，并且位置传感器包括霍尔传感器。

尽管已经参考着说明性的实施例描述了本发明，然而并不旨在以限制性意义解释该描述。当参考本描述时，说明性的实施例的各种修改和组合以及本发明的其他实施例对本领域技术人员将是显而易见的。因此，所附的权利要求旨在涵盖任何的这种修改或实施例。