环流与电流振荡的抑制方法及并联式逆变驱动系统

摘要

本发明是关于一种环流与电流振荡的抑制方法及并联式逆变驱动系统，利用虚拟电抗装置接收每台逆变驱动器输出连接实体电抗装置后加总输出至马达所产生的抑制三相电流，并根据马达阻抗及由虚拟电抗单元与实体电抗装置所产生的理想电抗值产生补偿三相电流，使开关装置所输出的过渡三相电流的电流振荡减少，进而产生类似于提升实体电抗装置的电抗值的电流振荡抑制效果，且更利用环流抑制装置根据并联式逆变驱动系统的环流及/或零序电流量产生修正的三相电压命令，以抑制并联式逆变驱动系统中的环流及零序电流。

说明书

技术领域

本发明是关于一种环流与电流振荡的抑制方法，尤指一种利用虚拟电抗装置产生虚拟电抗单元，以与实体电抗装置共同抑制电流的振荡，藉此在电路中可使用体积较小且成本较低的实体电抗装置，或提升实体电抗装置的电流抑制效果的环流与电流振荡的抑制方法及并联式逆变驱动系统。

背景技术

一般而言，马达需要一个逆变驱动器(inverter drive)来控制马达的转子磁场频率的变化与调整马达的转速，藉此驱动马达的运作。为了增加马达运作时的安全性，现在已经提出一种并联式逆变驱动系统，其为将多台逆变驱动器的输出并联连接，以驱动马达。并联式逆变驱动系统与一般逆变驱动系统最大的差别在于，与马达对应的单一大容量逆变驱动器被置换成数台容量较小的逆变驱动器，而让这组容量较小的逆变驱动器共同输出以驱动马达。并联式逆变驱动系统的主要特点在于模块化(modularity)与冗余(redundancy)。模块化指各别小容量逆变驱动器的控制器独立于其它逆变驱动器。使用者可依照需求自行扩充或缩减并联式逆变驱动系统的容量。冗余指在并联式逆变驱动系统操作中，万一发生故障，可针对损坏的逆变驱动器进行更换，无须整台更换。若妥善设计，更可以在其它逆变驱动器正常的情况下驱动马达持续运转，同时进行损坏的逆变驱动器的更换无须停机。

请参见图1，其为第一种传统并联式逆变驱动系统的架构图。第一种传统并联式逆变驱动系统由两台互相并联的逆变驱动器INV_1与INV_2组成，其中逆变驱动器INV_1为主要逆变驱动器，而逆变驱动器INV_2为从属逆变驱动器。V_a1*,V_b1*,V_c1*为输入至逆变驱动器INV_1的电压命令，而V_a2*,V_b2*,V_c2*为输入至逆变驱动器INV_2的电压命令。主要逆变驱动器INV_1包含一空间向量调变(SVM)控制器102、一电抗装置103及一开关装置104，空间向量调变(SVM)控制器102将电压命令V_a1*,V_b1*,V_c1*转换成工作周期信号T_a1*, T_b1*,T_c1*，而开关装置104受工作周期信号T_a1*,T_b1*,T_c1*以及一零电压向量的工作周期信号T₀₁所驱动来进行开关切换，以产生一交流输出电压与交流输出电流。电抗装置103连接于开关装置104的输出端，用以抑制交流输出电流的电流振荡，并将抑制后的交流输出电流输出至马达106。同样的，从属逆变驱动器INV_2包含一空间向量调变(SVM)控制器108、一电抗装置109及一开关装置110，空间向量调变(SVM)控制器108将电压命令V_a2*,V_b2*,V_c2*转换成工作周期信号T_a2*,T_b2*,T_c2*，而开关装置110受工作周期信号T_a2*,T_b2*,T_c2*以及一零电压向量的工作周期信号T₀₂与一调整量K相加所得的控制信号所驱动来进行开关切换，以产生交流输出电压与交流输出电流。电抗装置109连接于开关装置110的输出端，用以抑制交流输出电流的电流振荡，并将抑制后的交流输出电流输出至马达106。其中，从属逆变驱动器INV_2的运作跟随主要逆变驱动器INV_1而调整，且调整量K藉由一加总器112、一减法器114及一比例积分器116的运作而产生。

请参见图2，其为第二种传统并联式逆变驱动系统的架构图。如图所示，用来驱动马达106的第二种传统并联式逆变驱动系统由互相并联的逆变驱动器INV_1,…,INV_n组成。每台逆变驱动器接收三相电压命令(V_a1*,V_b1*,V_c1*),…,(V_an*,V_bn*,V_cn*)。每台逆变驱动器均包含一开关装置200、一正弦脉冲宽度调变(SPWM)控制器201、多个运算器202与203、一电抗装置205、多个增益控制器P以及电流平均器Ave，其中开关装置200连接于正弦脉冲宽度调变(SPWM)控制器201的输出端，而运算器203将三相电压命令(V_a1*,V_b1*,V_c1*),…,(V_an*,V_bn*,V_cn*)与补偿电压命令进行加减运算，以产生补偿后的三相电压命令输出至正弦脉冲宽度调变(SPWM)控制器201，使正弦脉冲宽度调变控制器201将补偿后的三相电压命令转换成工作周期信号(T_a1*,T_b1*,T_c1*),…,(T_an*,T_bn*,T_cn*)而切换开关装置200，进而产生交流输出电压与交流输出电流，而每台逆变驱动器内的电抗装置205则抑制交流输出电流的电流振荡，并将抑制后的交流输出电流输出至马达106。其中，补偿电压命令藉由电流平均器Ave、运算器202与203、增益控制器P的运算后产生。

请参见图3，其为第三种传统并联式逆变驱动系统的架构图。图3与图2的差别仅在于，每台逆变驱动器的输出相电流直接经由增益控制器P计算出用来输出相电流的补偿电压命令，且补偿电压命令回授到正弦脉冲宽度调变 (SPWM)控制器201，而由运算器203将三相电压命令((V_a1*,V_b1*,V_c1*),…,(V_an*,V_bn*,V_cn*)与补偿电压命令进行加减运算，以产生补偿后的三相电压命令。

上述三种并联式逆变驱动系统的逆变驱动器皆可依据运作时的功率不同，而对应使用不同电抗值的电抗装置，藉此抑制交流输出电流的电流振荡。然而，当逆变驱动器运作于大功率状态时，便须对应使用电抗值较高的电抗装置，而由于电抗值较高的电抗装置其体积及重量较大，因此除了导致并联式逆变驱动系统的体积对应变大外，更提高并联式逆变驱动系统的成本。虽有部分技术改以LCL滤波器来取代电抗装置，然此种架构的复杂度高，且由于LCL滤波器内需使用寿命较短的电解电容，亦即LCL滤波器内的电解电容需经常更换，故将导致LCL滤波器耗费成本，因此并联式逆变驱动系统仍会存在耗费成本的问题。此外，上述三种并联式逆变驱动系统在运作时，由于各独立逆变驱动器间存在些许误差，因此会造成各逆变驱动器的电流无法完全输出至马达，导致各台逆变驱动器间的电流相互流动形成环流。虽然上述三种并联式逆变驱动系统皆具有抑制环流的功能，但上述三种并联式逆变驱动系统在抑制环流时仍因具有与环流抑制相关的零序电流的问题存在，故抑制效果仍然有限。

因此，如何发展出一种可解决上述问题的环流与电流振荡的抑制方法及并联式逆变驱动系统，实为相关技术领域者目前所迫切需要解决的问题。

发明内容

本发明的主要目的在于提出一种环流与电流振荡的抑制方法及并联式逆变驱动系统，利用一虚拟电抗装置根据实体电抗装置的电抗值所产生的抑制三相电流来产生符合虚拟电抗单元及实体电抗装置所共同形成的理想电抗值的补偿三相电流，如此一来，便可使电抗值较小的实体电抗装置的电流振荡的抑制效果相同于电抗值较大的实体电抗装置的电流振荡的抑制效果，以使并联式逆变驱动系统可使用体积较小而成本较低的实体电抗装置，进而降低并联式逆变驱动系统的体积及成本。

本发明的另一目的在于提出一种环流与电流振荡的抑制方法及并联式逆变驱动系统，利用一环流抑制装置根据并联式逆变驱动系统的环流及/或零序电流量对三相电压命令作修正，如此一来，便可有效地同时抑制并联式逆变驱 动系统中的环流及零序电流。

为达上述目的，本发明的一较佳实施态样为提供一种环流与电流振荡的抑制方法，应用于并联式逆变驱动系统的多个逆变驱动器，每一逆变驱动器具有实体电抗装置来抑制逆变驱动器内的开关装置所输出的过渡三相电流，方法包含下列步骤:(a)利用虚拟电抗装置的电压产生单元收集所有逆变驱动器各自所输出的抑制三相电流并加总的电流信息，且将所收集的电流信息利用阻抗值进行运算，以于每一逆变驱动器中对应产生修正三相电压；(b)利用虚拟电抗装置的电压比较单元将每一逆变驱动器中的修正三相电压与三相电压命令进行比较，以产生补偿三相电压；(c)利用虚拟电抗装置的转换运算单元将每一逆变驱动器中的补偿三相电压转换为补偿三相电流，其中补偿三相电流对应于模拟过渡三相电流经由虚拟电抗单元与实体电抗装置共同抑制后所产生的电流；(d)收集每一逆变驱动器内的过渡三相电流与每一逆变驱动器中的补偿三相电流，并根据收集结果与所欲达成的并联式逆变驱动系统的环流及/或零序电流量于每一逆变驱动器中产生一指标；(e)以指标配合三相电压命令，并且依据操作模式的需求，于每一逆变驱动器中产生与并联式逆变驱动系统的环流及/或零序电流相关的零序电压；(f)以零序电压来修正三相电压命令；以及(g)根据修正后的三相电压命令来产生用来控制对应的逆变驱动器的切换的工作周期信号。

为达上述目的，本发明的另一较佳实施态样为提供一种并联式逆变驱动系统，用以驱动马达，包含:多个相互并联的逆变驱动器，每一逆变驱动器包含：开关装置；脉冲宽度调变控制器，连接于开关装置的输入端，根据工作周期信号来控制开关装置的切换；实体电抗装置，连接于马达与开关装置的输出端之间，用以抑制开关装置所输出的过渡三相电流的电流振荡，并产生抑制三相电流输出至马达；虚拟电抗装置，虚拟电抗装置的输入端连接于实体电抗装置的输出端及马达之间，用以收集本身的逆变驱动器及其它逆变驱动器的抑制三相电流，并配合本身的逆变驱动器的三相电压命令，以对应输出补偿三相电流；以及环流抑制装置，用以收集本身的逆变驱动器的过渡三相电流与补偿三相电流，并根据收集的结果修正三相电压命令；其中，脉冲宽度调变控制器根据修正后的三相电压命令产生工作周期信号至开关装置。

附图说明

图1为第一种传统并联式逆变驱动系统的架构图；

图2为第二种传统并联式逆变驱动系统的架构图；

图3为第三种传统并联式逆变驱动系统的架构图；

图4为本发明第一较佳实施例的并联式逆变驱动系统的架构图；

图5为第4图所示的虚拟电抗装置的内部架构图；

图6A为本发明的逆变驱动器使用电抗值为0.2mH的实体电抗装置且有加入虚拟电抗装置时的运作仿真结果图；

图6B为本发明的逆变驱动器使用电抗值为2mH的实体电抗装置且未加入虚拟电抗装置时的运作仿真结果图；

图7A为本发明的逆变驱动器使用电抗值为0.2mH的实体电抗装置且未加入虚拟电抗装置时的运作仿真结果图；

图7B为本发明的逆变驱动器使用电抗值为0.2mH的实体电抗装置且有加入虚拟电抗装置时的运作仿真结果图；

图8为本发明第二较佳实施例的环流与电流振荡的抑制方法流程图。

其中，附图标记：

INV_1,INV_2,…,INV_n：逆变驱动器

102、108：空间向量调变(SVM)控制器

103、109、205：电抗装置

402：实体电抗装置

104、110、200、400：开关装置

106：马达

112：加总器

114：减法器

116：比例积分器

(V_a1*,V_b1*,V_c1*)、(V_a2*,V_b2*,V_c2*),…,(V_an*,V_bn*,V_cn*)：电压命令

(T_a1*,T_b1*,T_c1*)、(T_a2*,T_b2*,T_c2*),…,(T_an*,T_bn*,T_cn*)：工作周期信号

T₀₁、T₀₂：零电压向量的工作周期信号

K：调整量

Ave：电流平均器

P：增益控制器

201：正弦脉冲宽度调变(SPWM)控制器

202：运算器

203运算器

401：脉冲宽度调变(PWM)控制器

403：虚拟电抗装置

403a：电压产生单元

403b：电压比较单元

403c：转换运算单元

(V_ca1,V_cb1,V_cc1)：修正三相电压

(V_sa1,V_sb1,V_sc1)：补偿三相电压

404：控制指标计算器

406：控制器

410：加法器

(V_ua1,V_ub1,V_uc1),…,(V_uan,V_ubn,V_ucn)：电压注入量

(V_a1*’,V_b1*’,V_c1*’),…,(V_an*’,V_bn*’,V_cn*’)：修正后的三相电压命令

(K_a1,K_b1,K_c1),…,(K_an,K_bn,K_cn)：三相指标

(I_a1*,I_b1*,I_c1*),…,(I_an*,I_bn*,I_cn*)：补偿三相电流

(I_a,I_b,I_c)：三相电流加总的电流信息

S1～S7：本发明的环流与电流振荡的抑制方法流程

具体实施方式

体现本发明特征与优点的一些典型实施例将在后段的说明中详细叙述。应理解的是本发明能够在不同的态样上具有各种的变化，其皆不脱离本发明的范围，且其中的说明及图式在本质上当作说明之用，而非用于限制本发明。

此外，在本文中所使用的用词包含、包括、具有、含有等等，均为开放性的用语，即意指包含但不限于。此外，本文中所使用的及/或，包含相关列举项目中一或多个项目的任意一个以及其所有组合。

请参见图4及图5，其中图4为本发明第一较佳实施例的并联式逆变驱动系统的架构图，图5为图4所示的虚拟电抗装置的内部架构图。需注意的是相同的元件编号指类似的元件。如图4、5所示，由多台相互并联的逆变驱动器 INV_1,…,INV_n所组成的并联式逆变驱动系统用来驱动马达106。每台逆变驱动器INV_1,…,INV_n接收三相电压命令(V_a1*,V_b1*,V_c1*)，…，(V_an*,V_bn*,V_cn*)。每台逆变驱动器INV_1,…,INV_n均包含一开关装置400、一脉冲宽度调变(PWM)控制器401以及一实体电抗装置402，其中开关装置400的输入端连接至脉冲宽度调变(PWM)控制器401，开关装置400的输出端连接至实体电抗装置402。开关装置400根据脉冲宽度调变(PWM)控制器401输出的工作周期信号(T_a1*,T_b1*,T_c1*),…,(T_an*,T_bn*,T_cn*)来进行切换，藉此将三相电压命令(V_a1*,V_b1*,V_c1*),…,(V_an*,V_bn*,V_cn*)转换成过渡三相电压与过渡三相电流，而实体电抗装置402的输入端连接于开关装置400的输出端，实体电抗装置402的输出端连接于所对应的逆变驱动器的输出端，用以抑制开关装置400所输出的过渡三相电流的电流振荡，以产生抑制三相电流并输出至马达106，以驱动马达106。

每台逆变驱动器INV_1,…,INV_n均更各自包含一虚拟电抗装置403，虚拟电抗装置403的输入端连接于实体电抗装置402的输出端及马达106之间，用以接收本身的逆变驱动器及其它逆变驱动器所输出的抑制三相电流的信息，且将包含本身的逆变驱动器的所有逆变驱动器的抑制三相电流加总起来，并配合各自逆变驱动器的三相电压命令(V_a1*,V_b1*,V_c1*)，…，(V_an*,V_bn*,V_cn*)，计算出由一虚拟电抗单元及实体电抗装置402所产生的一理想电抗值的一补偿三相电流(I_a1*,I_b1*,I_c1*),…,(I_an*,I_bn*,I_cn*)，其中虚拟电抗单元藉由虚拟电抗装置403所产生，而开关装置400所输出的过渡三相电流可对应补偿三相电流(I_a1*,I_b1*,I_c1*),…,(I_an*,I_bn*,I_cn*)的补偿而进行修正，使过渡三相电流的电流振荡减少，进而类似于提升实体电抗装置402的抑制效果。

以下将以图5来说明每台逆变驱动器的虚拟电抗装置403的内部架构，然由于本发明的每台逆变驱动器的虚拟电抗装置403的内部架构相同，故图5中仅以图4所示的接收三相电压命令(V_a1*,V_b1*,V_c1*)的逆变驱动器INV_1的虚拟电抗装置403来示范性地进行说明。请再参阅图5，虚拟电抗装置403更包含一电压产生单元403a、一电压比较单元403b及一转换运算单元403c。电压产生单元403a用以收集本身的逆变驱动器的抑制三相电流及其它逆变驱动器的抑制三相电流的信息，且将包含本身的逆变驱动器的所有逆变驱动器的抑制三相电流加总起来，更将收集到的关于抑制三相电流加总的电流信息(亦即 马达106所接收的总和三相电流(I_a,I_b,I_c))利用一阻抗值进行运算，以产生一修正三相电压(V_ca1,V_cb1,V_cc1)，其中阻抗值实际上为马达106的阻抗值，可变更地预先储存于电压产生单元403a内。电压比较单元403b用以接收修正三相电压(V_ca1,V_cb1,V_cc1)及三相电压命令(V_a1*,V_b1*,V_c1*)，并将修正三相电压(V_ca1,V_cb1,V_cc1)与三相电压命令(V_a1*,V_b1*,V_c1*)进行比较，以产生一补偿三相电压(V_sa1,V_sb1,V_sc1)。转换运算单元403c用以接收补偿三相电压(V_sa1,V_sb1,V_sc1)，并转换为补偿三相电流(I_a1*,I_b1*,I_c1*)，使开关装置400所输出的过渡三相电流可对应补偿三相电流(I_a1*,I_b1*,I_c1*)的补偿而进行修正，使过渡三相电流的电流振荡减少，进而类似于提升实体电抗装置402的抑制效果，其中，补偿三相电流(I_a1*,I_b1*,I_c1*)为可反映流过具有实体电抗装置402及虚拟电抗单元所产生的理想电抗值的一理想三相电流。另外，图5所例示的修正三相电压(V_ca1,V_cb1,V_cc1)及补偿三相电压(V_sa1,V_sb1,V_sc1)实际上对应第n台逆变驱动器而可改为修正三相电压(V_can,V_cbn,V_ccn)以及补偿三相电压(V_san,V_sbn,V_scn)。

请再参阅图4并配合图5，每台逆变驱动器INV_1,…,INV_n均更各自包含一环流抑制装置，连接于开关装置400的输出端及脉冲宽度调变控制器401的输入端之间，且与虚拟电抗装置403的输出端连接，并具有一控制指标计算器(Control Index Calculator，CIC)404及一控制器406。控制指标计算器404根据每台逆变驱动器INV_1,…,INV_n各自所对应输出的过渡三相电流与虚拟电抗装置403所输出的补偿三相电流(I_a1*,I_b1*,I_c1*),…,(I_an*,I_bn*,I_cn*)，而视设计的需求来对应产生三相指标(K_a1,K_b1,K_c1),…,(K_an,K_bn,K_cn)。控制器406用以接收三相指标(K_a1,K_b1,K_c1),…,(K_an,K_bn,K_cn)以及三相电压命令(V_a1*,V_b1*,V_c1*),…,(V_an*,V_bn*,V_cn*)，并在三相各产生与环流及/或零序电流相关的电压注入量(零序电压)(V_ua1,V_ub1,V_uc1),…,(V_uan,V_ubn,V_ucn)，且以前馈(feedforward)而非回授(feedbackward)的组态来修正三相电压命令(V_a1*,V_b1*,V_c1*),…,(V_an*,V_bn*,V_cn*)。在本较佳实施例中，控制器406为一非平衡零序注入产生器(Unbalanced>a1*,V_b1*,V_c1*),…,(V_an*,V_bn*,V_cn*)的修正经由加法器410将原始的三相电压命令(V_a1*,V_b1*,V_c1*),…,(V_an*,V_bn*,V_cn*)与电压注入量(V_ua1,V_ub1,V_uc1),…,(V_uan,V_ubn,V_ucn)相加而成。修正后的三相电压命令(V_a1*’,V_b1*’,V_c1*’),…,(V_an*’,V_bn*’,V_cn*’)传送至脉冲宽度调变(PWM)控制器401，其将修正后的三相电压命 令(V_a1*’,V_b1*’,V_c1*’),…,(V_an*’,V_bn*’,V_cn*’)与三角载波(triangular>a1*,T_b1*,T_c1*),…,(T_an*,T_bn*,T_cn*)，藉此便可利用每台逆变驱动器INV_1,…,INV_n各自的虚拟电抗装置403所产生的补偿三相电流(I_a1*,I_b1*,I_c1*),…,(I_an*,I_bn*,I_cn*)来对开关装置400所输出的过渡三相电流进行修正，使过渡三相电流的电流振荡减少，进而类似于提升实体电抗装置402的抑制效果，且藉由环流抑制装置根据并联式逆变驱动系统的环流及/或零序电流量对应产生修正的三相电压命令(V_a1*’,V_b1*’,V_c1*’),…,(V_an*’,V_bn*’,V_cn*’)，以抑制并联式逆变驱动系统的环流及零序电流。每台逆变驱动器INV_1,…,INV_n本身的回授三相电流可透过逆变驱动器本身的电流传感器来量测，而所有逆变驱动器的总和电流可透过各台逆变驱动器间的通讯来获得，无需额外的电流传感器。

于一些实施例中，每台虚拟电抗装置403的转换运算单元403c实际上将补偿三相电压(Vsa1,Vsb1,Vsc1),…,(Vsan,Vsbn,Vscn)进行积分运算，并将积分运算后的结果与前述的理想电抗值的倒数进行乘法运算，以计算出可反映流过具有实体电抗装置402及虚拟电抗单元所产生的理想电抗值的理想三相电流的补偿三相电流(I_a1*,I_b1*,I_c1*),…,(I_an*,I_bn*,I_cn*)。其中，理想电抗值可根据马达106的转速大小进行对应调整，举例来说，当马达106的转速提升时，由于输出至马达106的总和三相电流(I_a,I_b,I_c)对应上升，故实际上需要对应地增加电流抑制效果，因此可将理想电抗值调降，以使补偿三相电流(I_a1*,I_b1*,I_c1*),…,(I_an*,I_bn*,I_cn*)对应上升。反之，当马达106的转速下降时，由于输出至马达106的总和三相电流(I_a,I_b,I_c)对应下降，故实际上需要对应地降低电流抑制效果，因此可将理想电抗值调降，以使补偿三相电流(I_a1*,I_b1*,I_c1*),…,(I_an*,I_bn*,I_cn*)对应下降。

由上可知，以逆变驱动器INV 1为例，本发明藉由虚拟电抗装置403计算出由实体电抗装置402及虚拟电抗单元所产生的理想电抗值的补偿三相电流(I_a1*,I_b1*,I_c1*)对应使开关装置400所输出的过渡三相电流进行修正，以产生修正后的过渡三相电流，藉此虚拟电抗单元便可于开关装置400的输出端与实体电抗装置402共同抑制过渡三相电流的电流振荡，换言之，虚拟电抗装置403仿真过渡三相电流在经由虚拟电抗单元与实体电抗装置402共同抑制后所产生的电流，进而产生与该电流相对应的补偿三相电流(I_a1*,I_b1*,I_c1*)。其中，实 体电抗装置402的电抗值、虚拟电抗单元的电抗值及修正后的过渡三相电流仍存在的三相最大环流之间存在一计算公式如下：

(L_real+L_VR)＝(V_dc*T_SW*ε_D)/ΔI_max；

其中，L_real代表实体电抗装置402的电抗值，L_VR代表虚拟电抗单元的电抗值，ΔI_max代表修正后的过渡三相电流仍存在的三相最大环流，TSW代表开关装置400的切换的工作周期信号(T_a1*,T_b1*,T_c1*)，ε_D代表每台逆变驱动器INV_1,…,INV_n各自的三相工作周期信号(T_a1*,T_b1*,T_c1*),…,(T_an*,T_bn*,T_cn*)的最大错位百分比，V_dc代表开关装置400的输出端的电压，又T_SW、ε_D与V_dc实际上针对特定装置可视为常数，故可知于本发明中，过渡三相电流实际上由实体电抗装置402及虚拟电抗装置403所形成的虚拟电抗单元共同抑制电流振荡。因此相较于未使用虚拟电抗装置的传统逆变驱动器，使得抑制过渡三相电流的电流振荡仅藉由实体电抗装置的电抗值来达成，导致实体电抗装置实际上必须使用电抗值较大的实体电抗装置来构成，由于本发明利用虚拟电抗装置403来使开关装置400的输出端形成虚拟电抗单元，藉此让虚拟电抗单元与实体电抗装置402共同抑制过渡三相电流的电流振荡，亦即利用(L_real+L_VR)抑制过渡三相电流的电流振荡，故本发明的实体电抗装置402实际上便可选用电抗值相对较小的实体电抗装置来构成，以使实体电抗装置402的体积较小，进而成本较低。

当然，当本发明逆变驱动器的实体电抗装置的电抗值相同于传统的实体电抗装置的电抗值时，由于本发明更利用虚拟电抗装置403的虚拟电抗单元与实体电抗装置共同抑制过渡三相电流的电流振荡，因此本发明实际上可提升实体电抗装置对于过渡三相电流的电流振荡抑制效果。

另外，控制指标计算器404可依照欲抑制的目标，例如环流大小来计算三相指标(K_a1,K_b1,K_c1),…,(K_an,K_bn,K_cn)。三相电压命令的修正可依照操作模式的需求以正弦脉冲宽度调变(SPWM)、空间向量脉冲宽度调变(SVPWM)或数字脉冲宽度调变(DPWM)等以脉冲宽度调变为基础(PWM-based)的操作模式改变电压注入量。因此，在本实施例中，控制器406可以因应操作模式的不同产生不同的命令，并搭配脉冲宽度调变(PWM)控制器401而替换为正弦脉冲宽度调变(SPWM)控制器、空间向量脉冲宽度调变(SVPWM)控制器或数字脉冲宽度调变(DPWM)控制器。利用脉冲宽度调变(PWM)控制器401将修正后的电 压命令转换成实际输入的操作，将不受脉冲宽度调变(PWM)控制器401中的微控制器单元(MCU,未显示)功能的限制。亦即，脉冲宽度调变(PWM)控制器401中的微控制器单元无须支持动态调整开关装置400的工作周期信号的功能。

以下将以图6-7说明本发明的并联式逆变驱动系统加入虚拟电抗装置运作后的效果，且为了方便了解本发明技术，该些图示中仅以并联式逆变驱动系统具有两台逆变驱动器，并以两台逆变驱动器个别的a相电流及两台逆变驱动器的a相总和电流(I_a)来进行说明。请参阅图6A、图6B、图7A及图7B，其中图6A显示本发明的逆变驱动器使用电抗值为0.2mH的实体电抗装置且有加入虚拟电抗装置时的运作仿真结果图，图6B显示本发明的逆变驱动器使用电抗值为2mH的实体电抗装置且未加入虚拟电抗装置时的运作仿真结果图，图7A显示本发明的逆变驱动器使用电抗值为0.2mH的实体电抗装置且未加入虚拟电抗装置时的运作仿真结果图，图7B显示本发明的逆变驱动器使用电抗值为0.2mH的实体电抗装置且有加入虚拟电抗装置时的运作仿真结果图。由图6A及图6B可知，本发明的并联式逆变驱动系统的逆变驱动器在加入虚拟电抗装置的架构下，实际上便可使实体电抗装置的电抗值变小，例如0.2mH，而达成如同实际使用较大的实体电抗装置的电抗值，例如10倍的2mH的实体电抗装置的电流振荡抑制效果。

此外，由图7A、7B可知，在使用相同电抗值，例如0.2mH的实体电抗装置的条件下，由于本发明的并联式逆变驱动系统的逆变驱动器加入虚拟电抗装置的架构及控制，故本发明的实体电抗装置的电流振荡抑制效果优于传统并联式逆变驱动系统的逆变驱动器未加虚拟电抗装置时的电流振荡抑制效果。

本发明的较佳实施例的另一态样如图8所示，其为环流与电流振荡的抑制方法流程图，其利用图4的并联式逆变驱动系统及图5的虚拟电抗装置来完成。本发明的抑制电流振荡及环流抑制方法的操作步骤如下。首先，如步骤S1，每台逆变驱动器的虚拟电抗装置403收集包含本身的所有逆变驱动器所输出的抑制三相电流的信息，且将该些抑制三相电流加总起来，并将收集到的关于抑制三相电流加总的电流信息(亦即马达106所接收的总和三相电流(I_a,I_b,I_c))利用阻抗值进行运算，以于每台逆变驱动器中对应产生修正三相电压(V_ca1,V_cb1,V_cc1),…,(V_can,V_cbn,V_ccn)，其中阻抗值实际上为马达106的阻抗值。接 着，如步骤S2，将每台逆变驱动器中的修正三相电压(V_ca1,V_cb1,V_cc1),…,(V_can,V_cbn,V_ccn)与每台逆变驱动器各自的三相电压命令(V_a1*,V_b1*,V_c1*),…,(V_an*,V_bn*,V_cn*)进行比较，以产生补偿三相电压(V_sa1,V_sb1,V_sc1),…,(V_san,V_sbn,V_scn)。接着，如步骤S3，将每台逆变驱动器中的补偿三相电压(V_sa1,V_sb1,V_sc1),…,(V_san,V_sbn,V_scn)转换为可反映流过具有实体电抗装置402及虚拟电抗单元所产生的理想电抗值的理想三相电流的补偿三相电流(I_a1*,I_b1*,I_c1*),…,(I_an*,I_bn*,I_cn*)，使开关装置400所输出的过渡三相电流可对应补偿三相电流(I_a1*,I_b1*,I_c1*),…,(I_an*,I_bn*,I_cn*)的补偿而进行修正。接着，如步骤S4，每台逆变驱动器中的控制指标计算器404会收集每台逆变驱动器INV_1,…,INV_n各自所对应的过渡三相电流与虚拟电抗装置403所输出的补偿三相电流(I_a1*,I_b1*,I_c1*),…,(I_an*,I_bn*,I_cn*)，并依据欲达到的目标环流及/或零序电流量的需求，来计算出三相指标(K_a1,K_b1,K_c1),…,(K_an,K_bn,K_cn)。接着，如步骤S5，每台逆变驱动器中的控制器406会以三相指标(K_a1,K_b1,K_c1),…,(K_an,K_bn,K_cn)配合三相电压命令(V_a1*,V_b1*,V_c1*),…,(V_an*,V_bn*,V_cn*)，依操作模式的需求产生与环流及/或零序电流相关的电压注入量(V_ua1,V_ub1,V_uc1),…,(V_uan,V_ubn,V_ucn)。接着如步骤S6，每台逆变驱动器会以前馈的组态来修正三相电压命令(V_a1*,V_b1*,V_c1*),…,(V_an*,V_bn*,V_cn*)。接着，如步骤S7，脉冲宽度调变(PWM)控制器401会将修正后的三相电压命令(V_a1*’,V_b1*’,V_c1*’),…,(V_an*’,V_bn*’,V_cn*’)与三角载波互相比较，以产生用来控制开关元件400的切换的工作周期信号(T_a1*,T_b1*,T_c1*),…,(T_an*,T_bn*,T_cn*)，藉此利用每台逆变驱动器INV_1,…,INV_n各自的虚拟电抗装置403所产生的补偿三相电流(I_a1*,I_b1*,I_c1*),…,(I_an*,I_bn*,I_cn*)来对开关装置400所输出的过渡三相电流进行修正，使过渡三相电流的电流振荡因虚拟电抗装置403所形成的虚拟电抗单元而减少，进而类似于提升实体电抗装置402的电流振荡抑制效果，且藉由环流抑制装置根据并联式逆变驱动系统的环流及/或零序电流量对应产生修正的三相电压命令(V_a1*’,V_b1*’,V_c1*’),…,(V_an*’,V_bn*’,V_cn*’)，以抑制并联式逆变驱动系统的环流。

综上所述，本发明提供一种环流与电流振荡的抑制方法及并联式逆变驱动系统，利用虚拟电抗装置接收每台逆变驱动器实际使用的实体电抗装置所产生的抑制三相电流，并根据马达阻抗以及由虚拟电抗单元与实体电抗装置所产生 的理想电抗值而产生补偿三相电流，以对应使开关装置所输出的过渡三相电流进行修正，藉此使开关装置的输出端形成具有虚拟电抗单元的电抗值并与实体电抗装置共同抑制过渡三相电流的电流振荡，以类似于提升实体电抗装置的电流振荡抑制效果，如此一来，本发明的并联式逆变驱动系统的每一逆变驱动器便可使用电抗值较小的实体电抗装置，故可使并联式逆变器驱动器系统的成本降低并缩小体积。此外，本发明的环流与电流振荡的抑制方法及并联式逆变驱动系统更利用一环流抑制装置根据并联式逆变驱动系统的环流及/或零序电流量产生修正的三相电压命令，如此一来，便可有效地抑制并联式逆变驱动系统中的环流及零序电流。

当然，本发明还可有其它多种实施例，在不背离本发明精神及其实质的情况下，熟悉本领域的技术人员当可根据本发明作出各种相应的改变和变形，但这些相应的改变和变形都应属于本发明所附的权利要求的保护范围。