D类放大器和抑制D类放大器噪声的方法

摘要

公开了一种D类放大器和抑制D类放大器噪声的方法。本发明通过分析发现D类放大器的“POP”噪声主要由D类放大器的差分网络中的电容器件不平衡导致的容性失配和电阻器件不平衡导致的阻性失配引起，通过延迟差分网络中的电容的启动时间，使得电容在其它部件启动后，电流相对稳定较小时再开始工作，可以有效减小由于电容不平衡导致的差分信号失配，抑制由于容性失配导致的“POP”噪声。同时，通过在积分电路中使用带有电压修整电路的运算放大器，并根据预先测量的差分信号失配幅度控制电压修整电路产生修整电压，以补偿差分信号阻性失配，由此可以抑制由于阻性失配导致的“POP”噪声。

说明书

技术领域

本发明涉及电子电路技术，具体涉及一种D类放大器和抑制D类放大器噪声的方法。

背景技术

D类放大器电路是一种开关型的功放电路，其与线性功放电路相比，具有效率高、发热少的特点，因此被广泛应用于智能电视、手机等消费电子产品领域。

图1是现有的D类放大器的电路示意图。如图1所示，现有技术中的D类放大器通常包括积分电路1、脉宽调制电路2、驱动功率级电路3和反馈电路(图1中的反馈电阻R3和R4)。通过向积分电路1输入差分音频信号，积分电路将差分音频信号和反馈电路的反馈信号叠加并通过积分操作进行滤波，滤除D类放大器工作频段(例如音频)以外的噪声信号。脉宽调制电路2用于将积分电路1输出的差分信号调制为脉宽调制(Pulse Width Modulation，PWM)信号。脉宽调制电路2通常通过将一对差分信号分别与一个三角波信号比较，通过比较器输出对应的PWM信号。驱动功率级电路3采用如图2所示的两路放大电路构成的全桥电路，通过晶体管半桥的交替工作将PWM信号的功率放大。反馈电路用于将输出信号反馈到输入端。在应用为音频功率放大器时，由驱动功率级电路3输出的放大信号可以直接传输至扬声器还原为音频信号(扬声器本身具有一定的低通滤波能力)或经由低通滤波电路还原为音频信号传输至扬声器播放。通常，D类放大器还会在积分电路1的输入端连接滤波电容以进行第一级的滤波。

现有的D类放大器在上电或关断瞬间，会在输出端产生“POP”噪声。在应用于音频系统时，“POP”噪声会使得扬声器在功率放大器上电或关断时产生爆破音。小的“POP”噪声可能让用户有不悦耳的感觉，而大的“POP”噪声更可能损坏扬声器。因此，抑制D类放大器的“POP”噪声非常重要。

发明内容

有鉴于此，本发明提供一种D类放大器和抑制D类放大器噪声的方法，以抑制D类放大器的“POP”噪声。

第一方面，提供一种D类放大器，包括：

积分电路，包括运算放大器和积分电容，所述积分电路输入差分信号输出经修正后的差分信号；

脉宽调制电路，用于输入修正后的差分信号生成第一脉宽调制信号和第二脉宽调制信号；

驱动功率级电路，用于分别放大所述第一脉宽调制信号和第二脉宽调制信号；

其中，在所述D类放大器上电后，所述积分电路的运算放大器和脉宽调制电路启动，在经过第一时延后所述驱动功率级电路启动，再经过第二时延后所述积分电容上电。

优选地，所述控制电路还用于在所述D类放大器关闭时先控制所述积分电容与积分回路解耦合，在经过第三时延后关闭所述驱动功率级电路，再经过第四时延后关闭所述积分电路的运算放大器和所述脉宽调制电路。

优选地，所述积分电路包括：

运算放大器；

第一积分电容，连接在所述运算放大器的第一输入端和第一输出端之间；

第二积分电容，连接在所述运算放大器的第二输入端和第二输出端之间；

状态切换电路，在第一状态下使得所述第一积分电容和第二积分电容接入到积分环路中，在第二状态下使得所述第一积分电容和第二积分电容与积分环路解耦合。

优选地，所述状态切换电路包括：

第一控制开关，与所述第一积分电容并联；以及

第二控制开关，与所述第二积分电容并联；

其中，所述第一控制开关和第二控制开关在第一状态下均受控关断，在第二状态下均受控导通。

优选地，所述状态切换电路包括：

第一控制开关和第三电阻，串联连接在所述运算放大器的第一输入端和第一输出端之间；以及

第二控制开关和第四电阻，串联连接在所述运算放大器的第二输入端和第二输出端之间；

其中，所述第一控制开关和第二控制开关在第一状态下均受控关断，在第二状态下均受控导通。

优选地，所述第一控制开关和所述第二控制开关受控于上升沿和/或下降沿为斜坡的控制信号导通或关断。

优选地，所述运算放大器包括电压修整电路，所述电压修整电路用于生成修整电压以补偿所述的D类放大器的阻性失配，所述修整电压根据预先测量的D类放大器的输出差分信号的幅度失配值设定。

第二方面，提供一种D类放大器，包括：

积分电路，输入差分信号输出经修正后的差分信号；

脉宽调制电路，用于输入修正后的差分信号和三角波生成第一脉宽调制信号和第二脉宽调制信号；以及，

驱动功率级电路，用于分别放大所述第一脉宽调制信号和第二脉宽调制信号；其中，所述积分电路包括运算放大器，所述运算放大器包括电压修整电路，所述电压修整电路用于生成修整电压以补偿所述的D类放大器的阻性失配，所述修整电压根据预先测量的D类放大器的输出差分信号的幅度失配值设定。

第三方面，一种抑制D类放大器噪声的方法，所述D类放大器包括积分电路、脉宽调制电路和驱动功率级电路，所述积分电路包括运算放大器和积分电容，所述方法包括：

在所述D类放大器上电后控制所述积分电路的运算放大器和脉宽调制电路启动；

在经过第一时延后控制所述驱动功率级电路启动；

再经过第二时延后控制所述积分电路的积分电容上电。

优选地，所述方法还包括：

在所述D类放大器关闭时先控制所述积分电路的积分电容与积分环路解耦合；

在经过第三时延后关闭所述驱动功率级电路；

再经过第四时延后关闭所述积分电路的运算放大器和所述脉宽调制电路。

优选地，通过控制所述积分电容的并联支路上的控制开关控制积分电路上电或与积分环路解耦合。

优选地，所述运算放大器包括用于输出修整电压的电压修整电路，将所述修整电压设置为预先测量的D类放大器的输出差分信号的幅度失配值。

本发明实施例通过分析发现D类放大器的“POP”噪声主要由D类放大器的差分网络中的电容器件不平衡导致的容性失配和电阻器件不平衡导致的阻性失配引起，通过延迟差分网络中的电容的启动时间，使得电容在其它部件启动后，电流相对稳定较小时再开始工作，可以有效减小由于电容不平衡导致的差分信号失配，抑制由于容性失配导致的“POP”噪声。同时，通过在积分电路中使用带有电压修整电路的运算放大器，并根据预先测量的差分信号失配幅度控制电压修整电路产生修整电压，以补偿差分信号失配，由此可以抑制由于阻性失配导致的“POP”噪声。

附图说明

通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：

图1是现有的D类放大器的电路示意图；

图2是半桥式驱动功率级电路其中一路的电路示意图；

图3A是阻性失配的PWM信号的示意图；

图3B是容性失配的PWM信号的示意图；

图4A是本发明实施例的D类放大器的电路示意图；

图4B是本发明实施例的D类放大器的另一个实施方式的电路示意图；

图5是本发明实施例的D类放大器的控制时序图；

图6是本发明实施例的D类放大器采用的运算放大器的电路示意图；

图7是本发明实施例的抑制D类放大器噪声的方法的流程图。

具体实施方式

以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。

此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。

同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。

除非上下文明确要求，否则整个说明书和权利要求书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。

在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。

现有的抑制“POP”噪声的研究通常集中在增加噪声抑制电路。而通过研究发现，D类放大器产生“POP”噪声的原因实际上主要有两个：容性失配和阻性失配。

对于容性失配，其主要原因是电路中不同通路的容性部件不平衡。

如图1所示，D类放大器对于两路差分信号分别对称设置有滤波电容和积分电容。同时，电路环路中还存在寄生电容。

输入滤波电容以及寄生电容以及反馈电路的寄生电容的不对称会使得两路差分信号的电路参数不对称，从而产生容性失配。

同时，由于工艺偏差，积分电容C1和C2可能存在一定的差值，这也会导致容性失配。

在仅存在容性失配的情况下，如果没有信号输入，D类放大器输出的放大的PWM信号如图3A所示，由于电容不平衡使得两路信号之间存在延时，该延时会造成“POP”噪声的产生。通过在无输入信号的情况下测试输出波形可以获得容性失配的参数(时延时间)。同时，容性失配通常只会在电路启动瞬间出现。

对于阻性失配，其主要原因是电路中不同通路的阻性部件不平衡。

如图1所示，在理想情况下，积分电路输入端的电阻R1与电阻R2应当完全相等，反馈电路中的电阻R3与R4也要完全相等，然而，实际情况中，在工艺上几乎不可能做到使两个电阻完全相等，因此，会出现电阻R1与R2的失配以及电阻R3与R4的失配。若D类放大器的输入端没有输入信号时，理想状态下，输出应该也为零，然而由于这些阻性失配的存在，使得即使没有信号输入的情况，由于阻性失配的存在，使得积分放大电路的差分输入端存在差分输入，该差分输入经过积分放大电路及后级的电路放大后输出，从而造成“POP”噪声。

此外，除了阻性失配会在积分放大电路的输入端形成差分输入，使得积分放大器电路偏离偏置点外，积分电路中的运算放大器OPA自身固有的输入失调(失配)也会引起“POP”噪声，甚至会加重阻性失配引起的“POP”噪声。

阻性失配以及运算放大器的输入失调(offset)不随D类放大器的频率变化，是一个固有的失配，其在D类放大器工作的过程中一直存在。

若仅存在阻性失配且无输入信号的情况下，阻性失配会引起D类放大器的输出波形如图3B所示，理想状态下，输出信号Vouta与Voutb应该完全相同，即Vouta-Voutb应该为零，然而，由于阻性失配，使得Voutb<Vouta，则Vouta-Voutb大于零，从而导致了“POP”噪声。通过在无输入信号情况下测试D类放大器的输出波形，可以计算得到阻性失配的参数(输出电压差值)。

基于以上分析，本发明实施例的具有抑制“POP”噪声能力的D类放大器的电路示意图如图4A所示。所述D类放大器包括积分电路1’、脉宽调制电路2、驱动功率级电路3、反馈电路R3和R4以及控制电路4。

其中，积分电路1’包括运算放大器OPA，所述积分电路1’输入一对差分信号Vina和Vinb输出一对经修正后的差分信号Vopa和Vopb。积分电路1’的输入端和差分信号输入端之间还可以设置滤波电容对差分信号进行滤波。

脉宽调制电路2用于分别输入修正后的差分信号Vopa和Vopb生成第一脉宽调制信号Vpwma和第二脉宽调制信号Vpwmb。其中，第一脉宽调制信号Vpwma由差分信号Vopa调制获得，第二脉宽调制信号有差分信号Vopb调制获得。具体地，脉宽调制电路2可以包括两个并列的比较器，一个比较器用于比较差分信号Vopa和三角波Vtri，输出第一脉宽调制信号Vpwma。另一个比较器用于比较差分信号Vopb和三角波Vtri，输出第二脉宽调制信号Vpwmb，由此，可以方便地将两路差分信号调制为PWM信号。当然，脉宽调制电路2也可以采用其它电路结构来实现PWM调制。

驱动功率级电路3于分别放大第一脉宽调制信号Vpwma和第二脉宽调制信号Vpwmb，输出输出信号Vouta和Voutb。驱动功率级电路3可以采用两路如图2所示的半桥电路。如图2所示，半桥电路包括串联在电源与地之间的两个晶体管。在输入的脉宽调制信号为高电平时，与电源连接的晶体管导通，与地连接的晶体管关断，从而输出电源限定的电压和电流。在输入的脉宽调制信号为低电平时，与地连接的晶体管导通，与电源连接的晶体管关断。由此，可以将PWM信号放大。

反馈电路连接在驱动功率级电路3的差分输出端和积分电路1之间。具体地，反馈电路由两路反馈电阻R3和R4组成，其中，反馈电阻R3连接在驱动功率级电路3的第一输出端和积分电路1的运算放大器OPA的第一输入端之间，反馈电阻R4连接在驱动功率级电路3的第二输出端和积分电路1的运算放大器OPA的第二输入端之间。

控制电路4用于控制积分电路1’、脉宽调制电路2和驱动功率级电路3。具体地，控制电路4用于在所述D类放大器上电后控制所述积分电路的运算放大器和脉宽调制电路启动，在经过第一时延后控制所述驱动功率级电路启动，再经过第二时延后控制所述积分电路1’的积分电容C1和C2上电。

这种分段时序控制方式使得D类放大器电路的前后级电路依次分时启动，有利于保障电路的稳定性，且让处于前级的积分放大电路的积分电容在电路稳定后最后才接入环路，从而避免的容性失配通过积分电容积分后被运算放大器OPA放大输出而造成的“POP”噪声。

由于在D类放大器关闭时也会出现容性失配导致的“POP”噪声，因此，控制电路4还可以在D类放大器关闭时同样进行时序控制以抑制容性失配导致的“POP”噪声。具体地，控制电路4在所述D类放大器关闭时先重置积分电路1’的积分电容C1和C2，在经过第二时延后关闭驱动功率级电路，再经过第一时延后关闭积分电路1’的运算放大器OPA和脉宽调制电路2。

具体地，在本实施例中，积分电路1’的积分电容的上电和重置通过设置与积分电容C1和C2并联的控制开关实现。如图4A所示，积分电路1’包括运算放大器OPA、第一电阻R1、第二电阻R2、第一积分电容C1和第二积分电容C2和状态切换电路。运算放大器OPA为两输入两输出的运算放大器。第一电阻R1连接在积分电路1’的第一输入端和运算放大器的第一输入端之间。第二电阻R2连接在积分电路1’的第二输入端和运算放大器的第二输入端之间。第一积分电容C1连接在运算放大器1’的第一输入端和第一输出端之间。第二积分电容C2连接在运算放大器1’的第二输入端和第二输出端之间。状态切换电路用于在第一状态下使得第一积分电容C1和第二积分电容C2接入到积分环路中(也即，上电)，在第二状态下使得所述第一积分电容C1和第二积分电容C2与积分环路解耦合(也即，重置)。在图4A中，状态切换电路包括第一控制开关S1和第二控制开关S2。第一控制开关S1与第一积分电容C1并联。第二控制开关S2与第二积分电容C2并联。

在第一控制开关S1和第二控制开关S2导通时，第一积分电容C1和第二积分电容C2被短路，从而电流不从积分电容处流过，两个积分电容被重置，积分电路不能进行积分操作。在第一控制开关S1和第二控制开关S2关断时，第一积分电容C1和第二积分电容C2被接入到环路中，电流可以从积分电容流过，积分电路可以开始工作。由此，控制电路4控制第一控制开关S1和所述第二控制开关S2均关断以对第一积分电容C1和第二积分电容C2上电，控制第一控制开关S1和第二控制开关S2均导通以重置第一积分电容C1和第二积分电容C2，也即，将第一积分电容C1和第二积分电容从积分环路中解耦合。

图4B是本发明实施例的D类放大器的另一个实施方式的电路示意图。在图4B中，积分电路1’包括运算放大器OPA、第一电阻R1、第二电阻R2、第一积分电容C1和第二积分电容C2和状态切换电路。运算放大器OPA、第一电阻R1、第二电阻R2、第一积分电容C1和第二积分电容C2连接关系与图4A相同，在此不再赘述。状态切换电路在第一状态下使得第一积分电容C1和第二积分电容C2接入到积分环路中，在第二状态下使得第一积分电容C1和第二积分电容C2与积分环路解耦合。在图4B中，状态切换电路包括第一控制开关S1和第二控制开关S2以及第三电阻R3’和第四电阻R4’。在图4B中，第一控制开关S1和第三电阻R3’串联连接在运算放大器OPA的第一输入端和第一输出端之间；同时，第二控制开关S2和第四电阻R4’串联连接在运算放大器OPA的第二输入端和第二输出端之间。也就是说，第一控制开关S1和第三电阻R3’的串联电路与第一积分电容C1并联，第二控制开关S2和第四电阻R4’的串联电路与第二积分电容C2并联。类似地，在第一控制开关S1和第二控制开关S2导通时，第一积分电容C1和第二积分电容C2被短路，从而电流不从积分电容处流过，其被重置。在第一控制开关S1和第二控制开关S2关断时，第一积分电容C1和第二积分电容C2被短路被接入到环路中，电流可以从积分电容流过，积分电路可以开始工作。第三电阻R3’和第四电阻R4’的引入由减小由于第一控制开关S1和第二控制开关S2切换所导致的电流突变，抑制由此新引入的“POP”噪声。

同时，可以通过减小第一控制开关S1和第二控制开关S2的开关速率来进一步抑制由于控制开关引起的“POP”噪声。控制电路4的控制信号时序图如图5所示。在图5中，在t1时刻，D类放大器上电，此时，控制电路4通过控制信号PWD1(低电平有效)控制运算放大器OPA和脉宽调制电路2上电。在经过预定的第一时延后，在t2时刻运算放大器OPA和脉宽调制电路2稳定，此时，控制电路4通过控制信号PWD2(低电平有效)控制驱动功率级电路3上电。在经过预定的二时延后，在t3时刻驱动功率级电路3也稳定，此时，控制电路4通过控制信号RST控制第一控制开关S1和第二控制开关S2关断，从而使得第一积分电容C1和第二积分电容C2上电。其中，控制信号RST的下降沿为斜坡信号，从而减缓第一控制开关S1和第二控制开关S2的切换速度，抑制由此带来的噪声。

类似地，在t4时刻，D类放大器关闭，此时，接收到关闭信号的控制电路4通过控制信号RST首先将第一积分电容C1和第二积分电容C2重置，由此剔除了积分电容不平衡对于电路的影响。其中，控制信号RST的上升沿为斜坡信号，从而减缓第一控制开关S1和第二控制开关S2的切换速度，抑制由此带来的噪声。经过预定的第三时延，第一积分电容C1和第二积分电容C2存储的电荷通过控制开关所在通路流走，电路稳定。此时，在t5时刻，控制电路4通过控制信号PWD2(低电平有效)控制驱动功率级电路3关闭。经过预定的第四时延，在t6时刻，控制电路4通过控制信号PWD1(低电平有效)控制运算放大器OPA和脉宽调制电路2关闭，从而完成整个D类放大器电路的关闭。

对于阻性失配导致的“POP”噪声，由上述分析可知，阻性失配会导致D类放大器中的两路差分信号幅度上不平衡。而且，阻性失配导致的信号幅度不平衡会一直存在。因此，需要对此进行补偿。由于积分电路通常需要使用运算放大器，而所有阻性失配的元件均与运算放大器连接，因此，在运算放大器处对阻性失配造成的差分信号幅度差异进行补偿是较为合适的。同时，现有的部分运算放大器具有电压修整功能(Offset Trim)，该功能通常用来对运算放大器自身的电压偏移进行补偿。图6本发明实施例的D类放大器采用的运算放大器的电路示意图。如图6所示，运算放大器OPA可以包括晶体管M1-M4、电流源A1-A3以及电压修整电路TRIM。其中，晶体管M1和M2的栅极相互连接，源极分别与电流源A1和A2连接，漏极分别连接到运算放大器的第一输出端out1和第二输出端out2。晶体管M3和M4的栅极分别与第一输入端in1和第二输入端in2连接，源极与电流源A3连接。电压修整电路TRIM与晶体管M1和M2的漏极连接，其根据控制信号产生一个修整电压，以该修整电压补偿运算放大器两个输出端电压幅度的不平衡。如上所述，通过在无输入信号情况下测试D类放大器的输出波形，可以计算得到阻性失配的参数(输出电压差值)。由此，可以通过预先在零输入的情况下，测量D类放大器的输出差分信号的幅度失配值，并根据该幅度失配值设定所述修整电压，从而对于电路的阻性失配进行补偿，进而抑制由于阻性失配引起的“POP”噪声。

以上对于阻性失配的补偿方式既可以与容性失配抑制方案共同使用，也可以单独使用在D类放大器中。

本发明实施例通过分析发现D类放大器的“POP”噪声主要由D类放大器的差分网络中的电容器件不平衡导致的容性失配和电阻器件不平衡导致的阻性失配引起，通过延迟差分网络中的电容的启动时间，使得电容在其它部件启动后，电流相对稳定较小时再开始工作，可以有效减小由于电容不平衡导致的差分信号失配，抑制由于容性失配导致的“POP”噪声。同时，通过在积分电路中使用带有电压修整电路的运算放大器，并根据预先测量的差分信号失配幅度控制电压修整电路产生修整电压，以补偿差分信号失配，由此可以抑制由于阻性失配导致的“POP”噪声。

图7是本发明实施例的抑制D类放大器噪声的方法的流程图。如图7所示，所述方法包括：

步骤100、在D类放大器上电后控制积分电路的运算放大器和脉宽调制电路启动。

步骤200、经过第一时延后控制所述驱动功率级电路启动。

步骤300、再经过第二时延后控制所述积分电路的积分电容上电。

由此，可以有效抑制容性失配导致的上电时的“POP”噪声。

同时，所述方法还包括：

步骤400、在所述D类放大器关闭时先重置所述积分电路的积分电容。

步骤500、经过第三时延后关闭所述驱动功率级电路。

步骤600、再经过第四时延后关闭所述积分电路的运算放大器和所述脉宽调制电路。

由此，可以在D类放大器关闭时抑制“POP”噪声。

优选地，通过控制所述积分电容的并联支路上的控制开关控制积分电路上电或重置。

同时，对于阻性失配，所述方法采用将所述修整电压设置为预先测量的D类放大器的输出差分信号的幅度失配值可以抑制由于阻性失配导致的“POP”噪声。

以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域技术人员而言，本发明可以有各种改动和变化。凡在本发明的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。