用于高功率因数回扫转换器的方法和装置

摘要

本发明的各个实施例涉及用于高功率因数回扫转换器的方法和装置。本发明涉及一种开关功率转换器，该开关功率转换器具有由控制器进行控制的功率晶体管。该控制器包括乘法器，该乘法器产生电压参考信号。减法电路从指示流过功率晶体管的电流的感测信号中，减去基于电压参考信号的电容器信号。比较器将电压参考信号与减法电路的输出进行比较，并且驱动电路基于该比较来驱动功率晶体管，从而实现该转换器的高功率因数和低总谐波失真。

说明书

技术领域

本发明涉及转换器，并且更具体地涉及准谐振高功率因数AC/DC转换器的控制装置。

背景技术

高功率因数(Hi-PF)准谐振(QR)回扫转换器，是在许多成本敏感应用(例如，固态照明(SSL))中的常见选择。功率转换器通常由交流电力线供电，并且许多应用还应同时满足IEC60950电气安全规范以及IEC61000-3-2谐波电流发射限值规范。实际上，它们能够产生与电力线相隔离的总线电压，以满足IEC60950，并且使用单一转换级来汲取具有低谐波含量的电流，以满足IEC61000-3-2。

市场上有大量执行QR操作(例如，转换模式、边界模式或者临界模式)的功率因数控制(PFC)控制芯片。尽管主要被构想为使用升压拓扑结构来控制PFC转换器，但是它们也可以成功地用于控制Hi-PF QR回扫转换器。

Hi-PF回扫转换器由交流电力线供电，并且在输入桥式整流器之后没有储能电容器，因此，其输入电压基本上是经整流的正弦波(V_in(θ)＝V_PK|sinθ|)并且从电力线汲取的电流是正弦波形的。

在功率开关(通常，是MOSFET)的导通与变压器去磁的时刻(在次级电流已经成为零时)同步(通常，在适当的延迟之后)时，回扫转换器(无论是否是Hi-PF)被称作是QR操作的。这样使得导通能够在跟随在去磁之后的漏极电压振荡的谷部上发生，从而使得导通损耗减少。出于此原因，该操作通常称为“谷部切换”。最常见地，使用峰值电流模式控制，从而，由电流感测信号达到由用于调节输出电压或电流的控制环路所程式化的值，来判定功率开关的关断。

图1示出了根据现有技术的Hi-PF QR回扫转换器20。在初级侧上，回扫转换器20包括桥式整流器22，在其输入24处具有交流电力线。用作高频平滑滤波器的电容器C_in，跨接在桥式整流器22的输出电子上，其中负极端子连接到接地、并且正极端子连接到变压器26的初级绕组L_p。变压器26还具有辅助绕组L_aux和次级绕组L_s。功率开关M的漏极端子接到初级绕组L_p，并且其源极端子通过电阻器Rs连接到接地。电阻器Rs使得能够对流经功率开关M的电流进行读值，该读值指示了在M“导通”时流经L_p的电流。转换器的初级侧还包括：电阻分压器，该电阻分压器由与电容器C_in并联的电阻器R_a和R_b构成；以及箝位电路27，该箝位电路用于将由于初级绕组L_p的漏磁电感而产生的漏极电压上的尖峰箝位。

在变压器26的次级侧上，次级绕组L_s的一端连接到次级接地，另一端连接到二极管D的阳极。二极管D的阴极连接到电容器C_out的正极板，该电容器的负极板连接到次级接地。

该回扫转换器20在其跨C_out的输出端子处产生直流电压V_out，该直流电压将供给负载。对于SSL应用而言，负载将为高亮度LED串。

该转换器是闭环控制的隔离转换器，其中，将需要调节的量(输出电压V_out或者输出电流I_out)与参考值进行比较，并且将根据被调节的量与参考值之间的差值而生成误差信号。该误差信号通常通过使用光耦合器而被传输到初级侧，该光耦合器在图1中未示出。在初级侧上，该误差信号用电流I_FB表示，该电流从控制器29中的专用管脚FB灌入，从而在管脚FB上产生控制电压V_c。控制器29部分基于控制电压V_c驱动功率开关M。如果整体控制环路的开环带宽(其由位于隔离的反馈块28内部的频率补偿网络决定)足够窄(通常，低于20Hz)，并且假定处于稳态操作下，则控制电压V_c可以视作直流电平。

控制电压V_c被内部馈送入乘法器块30的一个输入。乘法器30也接收跨C_in感测的经瞬时整流的线路电压的一部分，该部分的电压在电阻分压器Ra-Rb处进行分压。分压器比率Rb/(Ra+Rb)将用K_p表示。

乘法器块30的输出是经整流的正弦波乘以直流电平的乘积，因而仍然是经整流的正弦波，该正弦波的幅度取决于：均方根线路电压、以及控制电压V_c的幅度。乘法器30输出信号将是峰值初级电流的电压参考信号V_CS,REF(θ)。

乘法器30的输出信号被馈送到比较器32的反相输入，该比较器在其非反相输入处接收感测信号V_CS(t,θ)，该感测信号是跨感测电阻器Rs进行感测的。该感测信号V_CS(t,θ)与在功率开关M“导通”时流经初级绕组L_p和功率开关M的瞬时电流I_p(t,θ)成比例。假定功率开关M初始地“导通”，则流经初级绕组L_p的电流将斜升，因此跨电阻器Rs的电压也将斜升。SR触发器34具有输出Q，该输出Q耦合到驱动功率开关M的驱动器35。当V_CS(t,θ)等于V_CS,REF(θ)时，比较器32重置SR触发器34，并且功率开关M关断。因此，来自乘法器30的参考电压信号V_CS,REF(θ)(其呈经整流的正弦波形状)决定了初级电流的峰值，该峰值将由经整流的正弦波而包络地形成。

在功率开关M已经被关断之后，储存在初级绕组L_p中的能量通过磁耦合传输到次级绕组L_s，然后转出到输出电容器C_out和负载中，直到次级绕组L_s完全去磁。此时，二极管D断开，并且在L_s和D导电时固定在V_in(θ)+V_R下的漏极二极管成为浮置的。该漏极二极管的电压趋向于，通过由于其寄生电容与L_p一起地开始谐振而造成的阻尼振荡，最终达到瞬时线路电压V_in(θ)。但是，跟随着变压器26去磁的快速漏极电压下降，通过辅助绕组L_aux和电阻器R_ZCD耦合到控制器的管脚ZCD。每当零交叉检测器(ZCD)36检测到下降到阈值以下的下降沿时，该零交点检测器就会放出脉冲，并且该脉冲会设定SR触发器34、并且驱动功率开关M导通，从而开始新的切换循环。

ZCD 36与SR触发器34的设定输入之间的OR门38，使得启动器块40的输出能够初始化切换循环。启动器块40在接通电源时、在输入管脚ZCD上不存在任何可用信号时，产生信号，并且避免转换器20在输入管脚ZCD上的信号出于任何原因丢失的情况下，出现卡塞。

假定θ∈(0,π)，根据所考虑的控制方案，初级电流的峰值包络如下式：

I_pkp(θ)＝I_p(T_ON,θ)＝I_PKp>

值得注意的是：该方案会导致功率开关M的导通时间T_ON恒定：

$>T_{ON}=Lp\frac{I_{PKp}\sin \theta }{V_{PK}\sin \theta }=Lp\frac{I_{PKp}}{V_{PK}}---\left(2\right)$>

为简单起见，功率开关的关断时间T_OFF(θ)将视作与电流在次级侧上循环的时间T_FW(θ)一致。换言之，在其期间跨初级开关的电压进行振荡直到达到振荡谷部的时间区间T_R，将被忽略。只要T_R<<T_OFF(θ)，这就是可接受的。

因此，切换时间T(θ)如下式：

T(θ)＝T_ON+T_FW(θ)(3)

考虑到跨初级电感器的伏秒平衡，可以写成：

$>T_{FW}\left(\theta \right)=T_{ON}\frac{V_{PK}sin\theta }{V_R}---\left(4\right)$>

其中，V_R是反射电压，即，输出电压V_out乘以初级到次级匝数比n＝N_p/N_s，该电压在时间区间T_FW(θ)中在跨变压器26的初级绕组L_p处被观测到：

V_R＝n(V_out+V_F)(5)

其中，V_F是次级整流器上的正向电压降。因此，T(θ)可以改写成：

T(θ)＝T_ON(1+K_v>

其中，K_v＝V_PK/V_R。

该转换器的输入电流I_in(θ)可通过求切换循环内的初级电流I_p(t,θ)的平均值来得出。初级电流I_p(t,θ)是图2右侧图示中的一系列较深灰色的三角，从而，考虑到方程式(1)，可得出：

$>I_{in}\left(\theta \right)=\frac{1}{2}{I}_{pkp}\left(\theta \right)\frac{T_{ON}}{T\left(\theta \right)}=\frac{1}{2}{I}_{PKp}\frac{sin\theta }{1+K_{v}sin\theta }.---\left(7\right)$>

方程式(7)表明，输入电流不是纯粹的正弦波。图3A中针对不同的K_v值示出的函数sinθ/(1+K_v>

只有在K_v＝0时，该电流才是正弦波。当K_v≠0时，尽管能够维持类似正弦波的形状，但是输入电流是失真的，K_v越大，失真越大。由于K_v不可能为零(这需要反射电压趋向于无限大)，因此显然可得出结论：与升压拓扑结构不同，该QR控制方案在回扫转换器中既不允许的输入电流的总谐波失真(THD)为零、也不允许功率因数为一，即便是在理想情况下也是如此。

图4示出了输入电流的THD和功率因数随K_v变化的曲线图。

尽管失真显著，尤其是在高压线路(high line)(即，高K_v)下，但是各个谐波仍然在依据IEC61000-3-2谐波电流发射限值规范(或者，其日本相应规范JEIDA-MITI)所提出的限值内。图5中示出了对实际应用进行谐波测量的示例。因此，Hi-PF>

仍然就SSL市场而言，这种固有失真是一个主要问题。事实上，如图4中的曲线图所示，难以满足THD<10％(乃至更低)的目标，该目标正在成为在一些地区的市场要求。即便是在高压线路下也应使用低的值的K_v，这意味着高的反射电压V_R。由于回扫转换器中的功率MOSFET必须针对远大于V_PKmax+V_R的击穿电压来设定额定值，因此原则上，高V_R需要高电压额定值MOSFET，其更昂贵并且寄生损耗较高。在实践中，为了满足该目标，V_R可能如此之高，以至于具有足够电压额定值的MOSFET可能是难以使用的，因为消耗或者导致过多功率损耗、或者甚至无法提供。

根据文献中的报道，采用固定切换频率以非连续导通模式(DCM)操作的Hi-PF回扫转换器，不具有输入电流的固有失真。具体来说，可以证明的是：在以该方式操作的情况下，输入电流的形状追随输入电压的形状，被设置有量D²T，其中，D是功率开关的占空比，而T是切换周期，在稳态条件下沿每个线路半循环是恒定的。采用固定的切换时间T，维持占空比D沿线路半循环恒定，满足控制目标。

按照定义，这样可提供为一的功率因数，并且通过采用正弦波输入电压，提供正弦波输入电流。该方法用于商业产品中。

但是，以在固定频率(FF)下的DCM操作时，将丧失使用QR操作的一些优势。

首先，QR操作导致更低地传导的电磁干扰(EMI)发射。由于正弦输入电压，切换频率在线路频率f_L的两倍下进行调制。这样致使该频谱在频带之上散布，而不是集中在单一频率值上。尤其是在使用平均值检测方法测量传导的发射时，电平下降幅度可以是若干dBμV。因此，可以减小EMI滤波器的大小和成本。

其次，QR操作可实现在短路条件下的更安全的操作。功率开关(MOSFET)的导通循环仅在变压器完全去磁时开始，因此不可能出现通量超出(flux runaway)，并且因此而不可能出现变压器饱和。此外，在短路期间，去磁电压非常低，因此变压器去磁所需的时间非常长，并且转换器在小占空比的低频率下工作。因此，转换器能够运载的功率非常低。

最后，QR操作导致较高的效率。通过采用QR操作，转换器非常接近DCM-CCM(非连续导通模式-连续导通模式)边界地工作。初级电流和次级电流两者的形态因数(即，均方根与直流值的比率)都通常小于FF操作下的形态因数，在该FF操作下，转换器可以深深地在DCM下工作。因此，对于给定的吞吐量，采用QR的功率导通损耗较低。此外，QR允许谷部切换或者甚至真正的软切换(零电压切换(ZVS)，当V_PK<V_R时)，这样可将功率开关(MOSFET)中的导通损耗降至最小。

发明内容

本发明的一个实施例涉及一种功率转换器，该功率转换器具有用于控制功率晶体管的控制器。该控制器具有驱动电路，该驱动电路接收电压参考信号和减法信号，并且基于该电压参考信号和减法信号输出用于驱动功率晶体管的信号。乘法器基于来自功率电路的反馈信号接收第一信号，并且基于该功率电路的输入电压接收第二信号，该乘法器输出电压参考信号。减法电路基于参考电压信号以及指示流经功率开关的电流的感测信号来提供减法信号。该减法电路包括：电流发生器，该电流发生器耦合到乘法器，并且被配置成基于电压参考信号产生电容器信号；以及减法器，该减法器被配置成从感测信号减去电容器信号，并且产生减法信号。

根据另一个实施例，该减法电路还包括：第一开关，该第一开关被配置成在功率开关导通时，将电流发生器耦合到电压供给端子；第二开关，该第二开关被配置成在功率开关关断时，将电流发生器耦合到减法器；以及第三开关，该第三开关被配置成在功率开关导通时，将减法器耦合到电压供给端子。根据另一个实施例，该减法电路还包括电容器，该电容器耦合在减法器与电压供给端子之间，其中第二开关被配置成将电流发生器连接到电容器。根据另一个实施例，该减法电路包括电阻器，该电阻器耦合在减法器与第三开关之间，其中该电阻器在第三开关闭合时对电容器进行放电。

根据一个实施例，该驱动电路包括比较器，该比较器具有耦合到乘法器的第一输入以及耦合到减法器的第二输入，该比较器被配置成将电压参考信号与减法信号进行比较。根据另一个实施例，该驱动电路在减法信号等于电压参考信号时关断功率晶体管。根据另一个实施例，该驱动电路包括：触发器，该触发器具有耦合到比较器的输出的重置输入、以及输出；以及驱动器，该驱动器具有耦合到触发器的输出的输入，以及被配置成控制功率开关的输出。

附图说明

图1示出了根据现有技术的高功率因数准谐振回扫转换器，以及相关的控制IC。

图2示出了处于正常操作状态的图1中的转换器的波形，左手侧是切换周期时间标度上的波形，而右手侧是线路循环时间标度上的波形。

图3A示出了对于不同Kv值，函数|sinθ|/(1+Kv|sinθ|)在时间区间θ∈(0,2π)内的曲线图，从而示出了图1中的电路的平均初级电流的形状。

图3B示出了对于不同Kv值，函数sinθ/(1+Kv|sinθ|)在时间区间θ∈(0,2π)内的曲线图，从而示出了图1中的电路的输入电流的形状。

图4示出了对于不同Kv值，使用图1中的电路所得的功率因数和输入电流的总谐波失真的曲线图。

图5示出了图1中的高功率因数准谐振回扫转换器中的典型谐波测试结果。

图6示出了线路循环升压转换器和时间标度上的电流波形。

图7示出了具有根据本发明的一个实施例的控制器的高功率因数准谐振回扫转换器。

图8示出了在正常操作期间的图7中的转换器的波形；左手侧是处于切换周期时间标度上的波形，而右手侧是处于线路循环时间标度上的波形。

图9示出了在Vin＝110Vac并且全负载的情况下，图7中的电路的仿真结果。

图10示出了在Vin＝230Vac并且全负载的情况下，图7中的电路的仿真结果。

图11示出了对于THD(左)和PF(右)，图1中的现有技术转换器与图7中的转换器之间的仿真结果比较。

具体实施方式

本发明提供了一种控制方法，该控制方法使得具有峰值电流模式控制的高功率因数(Hi-PF)准谐振(QR)回扫转换器能够从输入源汲取正弦电流，这意味着输入电流不存在谐波失真，从而类似于以相同方式操作的升压转换器地工作。

本发明的一个概念来源于对图2右手侧所示波形的观察，以及将这些波形与升压转换器的波形(例如，图6中所示的波形)进行的比较。在升压转换器中，输入电流是电感器电流的平均值，该电感器电流在功率开关的导通时间和功率开关的关闭时间这两个期间都流动。因此，由于是一系列的相连三角形，所以平均值是峰值的一半。此外，鉴于峰值的包络是正弦波，因此输入电流将是正弦波。

相反，在图1中的现有技术回扫转换器20中，输入电流是初级电流的平均值，该初级电流仅在功率开关的导通时间期间流动，从而是被与功率开关的关断时间相对应的空白隔开的一系列三角形，如图2中所示。这种“斩波”导致初级电流的平均值小于峰值的一半，并且导致该初级电流的平均值取决于三角形的传号-空号比。因此，与正弦波的包络不同，输入电流不再与峰值包络成比例，输入电流将不是正弦波形。

为了定量表示，需要对于重新检验方程式(7)：

$>I_{in}\left(\theta \right)=\frac{1}{2}{I}_{pkp}\left(\theta \right)\frac{T_{ON}}{T\left(\theta \right)}=\frac{1}{2}\frac{V_{CS}\left(\theta \right)}{R_S}\frac{T_{ON}}{T\left(\theta \right)}$>

由于表示初级电流的峰值包络的项I_pkp(θ)是正弦波形的，因此失真来源于项T_ON/T(θ)(由于初级电流被斩波而引起)，该项T_ON/T(θ)是不恒定的(T_ON恒定，但是T(θ)不恒定)。

发明人发现，如果决定I_pkp(θ)的电流感测信号V_CS(θ)使用还与T(θ)/T_ON成比例的项恰当地失真，则这将消除由于平均而引入的项T_ON/T(θ)，从而得到正弦波形的平均初级电流，即，得到正弦波的输入电流。因此，该控制目标可以用下式表示：

$>V_{CS}\left(\theta \right)=V_{CSx}sin\theta \frac{T\left(\theta \right)}{T_{ON}\left(\theta \right)}---\left(8\right)$>

其中，T_ON被表示为瞬时线路相位θ的函数。实际上，对于与现有技术不同的方法，该T_ON不一定是恒定的。

图7示出了hi-PF QR回扫转换器100，从而示出了满足该控制目标的新颖方法的一个实施例。转换器100具有初级侧桥式整流器102，该初级侧桥式整流器在其输入104处从交流电力线接收交流电压V_ac，并且产生经整流的电压V_in(θ)。桥式整流器102耦合到电容器C_in，该电容器用于经整流的电压V_in(θ)的高频平滑滤波器。变压器106的初级绕组L_p具有耦合到电容器C_in的一端，并且包括辅助绕组L_aux。初级绕组L_p的另一端耦合到功率开关M的漏极。功率开关M具有通过感测电阻器Rs耦合到接地端的源极端子。感测电阻器Rs使得能够将流经功率开关M以及初级绕组L_p的电流读取为跨电阻器本身的电压降。控制器110控制功率开关M。如图1中的转换器20，转换器100包括：电阻分压器Ra-Rb，该电阻分压器与电容器C_in并联；以及箝位电路27，该箝位电路用于将由于初级绕组L_p的漏磁电感而产生的漏极电压上的尖峰箝位。

在转换器100的次级侧上，变换器106的次级绕组L_s的一端连接到次级接地端，另一端连接到二极管D的阳极。二极管D的阴极连接到电容器C_out的正极板，该电容器的负极板连接到次级接地端。输出电压V_out向负载(未图示)供电。待调节的量(输出电压V_out或者输出电流I_out)与参考值进行比较，并且生成误差信号I_FB。该信号通过隔离的反馈块108传输到初级侧，通常由光耦合器(未图示)执行。在初级侧上，该误差信号I_FB是从控制器100中的专用引脚FB灌入的，在所述引脚FB上产生控制电压V_c。总控制环路的开环带宽取决于位于隔离的反馈块108内部的频率补偿网络。

控制器110包括驱动电路111，用于部分地基于减法电路120来驱动功率开关M。驱动电路111包括驱动器112、置位复位(SR)触发器114、比较器116、零交叉检测器115、启动器块117和OR门119。零交叉检测器115、启动器块117和OR门119的功能与图1中的转换器20的ZCD 36、启动器块40和OR门38相同。类似于图1中的驱动器35，驱动器112从SR触发器114接收输出信号Q。触发器114由ZCD 115或启动器117经由OR门119来设定，并且由比较器116复位，该比较器在第一输入处从减法电路120接收信号，并且在第二输入处从乘法器118接收信号。乘法器118在第一输入处接收控制电压V_c，并且通过使用指示了经整流的输入电压V_in(θ)的第二信号，来对控制电压进行乘法。优选地，在乘法器118处接收的第二信号是由电阻分压器Ra-Rb在引脚MULT处产生的信号。

将控制器110与图1中的控制器29进行比较，可清楚地看出，减法电路120是新增的。与图1中的比较器32不同，比较器116的非反相输入不直接连接到电流感测引脚(CS)，而是连接到电压减法电路120的输出。减法电路120产生减法信号，该减法信号是电流感测引脚上的感测信号V_CS(t,θ)与外部电容器C_t产生的电压信号V_Ct(θ)之间的差值。因此，馈送到比较器116的非反相输入的电压的峰值包络是V_CS(θ)-Vc_t(θ)。减法电路120包括电流发生器122，该电流发生器基于乘法器118的输出产生电流I_ch(θ)。电流发生器122耦合到第一开关124、第二开关126和第三开关128。第一开关124和第三开关128优选地在触发器114的输出Q为高时，即，当功率开关M导通时，闭合。第二开关126在触发器的输出Q为低，即，功率开关M关断时，闭合。

电阻器R_t在信号Q为高时，即，在功率开关M的导通时间期间，经由第三开关128耦合到接地端，并且并联到电容器C_t；并且在Q为低时，即，在功率开关M的关断时间期间，断开连接。电流发生器122在信号Q为低时，即，在功率开关M的关断时间期间，通过第二开关126连接到C_t电容器；并且在Q为高时，即，在功率开关M的导通时间期间，通过第一开关124连接到接地。在一个替代实施例中，电流发生器122的端子可以在信号Q为高时短路在一起。

跨电容器C_t形成的电压是电容信号Vc_t(θ)，并且馈送到减法器130的负输入，而来自引脚CS的信号V_CS(t,θ)馈送到减法器130的正输入。减法器130随后输出具有值V_CS(t,θ)-Vc_t(θ)的减法信号。此减法信号是减法电路120的输出，并且提供到比较器116的非反相输入。

一个替代实施例可以将电容器C_t并入控制器110中，从而省去控制器110的一个引脚以及一个外部部件。

电流发生器122提供的电流I_ch(θ)可以表示为：

I_ch(θ)＝g_mV_CS,REF(θ)(9)

其中g_m是电流发生器122的电流到电压增益，而V_CS,REF(θ)是电流参考电压，该电流参考电压是乘法器电路118的输出：

V_CS,REF(θ)＝K_M>p(V_PKsinθ)V_c(10)

其中K_M是乘法器118的增益。

控制电压V_c沿线路半循环几乎恒定，导致充电电流I_ch(θ)(在功率开关M关断期间)具有正弦波形。

以下分析的假设T(θ)<<R_t>t<<1/f_L。这使得跨C_t的切换频率脉动可忽略，并且使得电流I_ch(θ)能够被视作在每个切换循环内恒定。

也就是说，可以通过电荷平衡得出跨C_t形成的电压Vc_t(θ)：

$>I_{ch}\left(\theta \right)[T\left(\theta \right)-T_{ON}\left(\theta \right)]=\frac{{\mathrm{Vc}}_t\left(\theta \right)}{R_t}{T}_{ON}\left(\theta \right)---\left(11\right)$>

对Vc_t(θ)进行求解，并且考虑到方程式(9)：

$>{\mathrm{Vc}}_t\left(\theta \right)=R_t{I}_{ch}\left(\theta \right)\frac{T\left(\theta \right)-T_{ON}\left(\theta \right)}{T_{ON}\left(\theta \right)}=g_m{R}_t{V}_{CS,REF}\left(\theta \right)\frac{T\left(\theta \right)-T_{ON}\left(\theta \right)}{T_{ON}\left(\theta \right)}---\left(12\right)$>

减法电路120的输出，即V_CS(θ)-Vc_t(θ)，馈送到比较器116的非反相输入。考虑到由控制环路施加的关断条件，即V_CS(θ)-Vc_t(θ)＝V_CS,REF(θ)，电流感测引脚电压V_CS(θ)可导致：

V_CS(θ)＝V_CS,REF(θ)+Vc_t(θ)(13)

考虑到方程式(10)和(12)，求解方程式(13)，可以得出V_CS(θ)电压：

$>V_{CS}\left(\theta \right)=K_M{K}_p\left(V_{PK}\sin \theta \right)V_c[1+g_m{R}_t\frac{T\left(\theta \right)-T_{ON}\left(\theta \right)}{T_{ON}\left(\theta \right)}]---\left(14\right)$>

现在假设电流发生器122的g_m电流到电压增益被设计为获得g_mR_t＝1，则方程式(14)成为：

$>V_{CS}\left(\theta \right)=K_M{K}_p\left(V_{PK}sin\theta \right)V_c\frac{T\left(\theta \right)}{T_{ON}\left(\theta \right)}---\left(15\right)$>

在Vcs_x＝K_M>p>PK>c的情况下，该方程式(15)与方程式(8)的形式相同。因此，可以得出，图7中的控制电路实施了一种控制方法，该控制方法可在Hi-PF>

图8示出了图7中的转换器100的波形。左手侧是处于切换周期时间标度上的波形，而右手侧是处于线路循环时间标度上的波形。

图9和图10示出了图7中的转换器100的仿真结果。值得注意的是输入电流的失真水平非常低(在V_in＝110Vac的情况下约3.5％，在V_in＝230Vac的情况下约2.2％)，这是由于输入EMI滤波器以及在功率电路和控制电路中考虑到的非理想因素的影响。

图11示出了用THD(左)和PF(右)对图1中的现有技术转换器20与图7中的转换器100之间的仿真结果比较。该新颖方法相对于现有技术改进显著。

以上描述的多个实施例可以相互组合，以提供其他实施例。可以根据以上详细说明，对各个实施例做出这些和其他改变。通常，在随附的权利要求书中，所使用术语不应被解释为是限制对说明书和权利要求书中公开的具体实施例的权利主张，而是应解释为包括所有可能的实施例，同时包括享有该等权利要求的等同物的全范围。因此，权利要求书不受限于本公开。