一种开关电容型高增益准Z源DC-DC变换器

摘要

本发明提供了一种开关电容型高增益准Z源DC‑DC变换器电路，包括电压源，由第一电容，第一二极管，第一电感，第二电感，第三电容构成的二端准Z源单元，由第二电容、第二二极管构成的开关电容单元，一个MOS管，输出二极管，输出滤波电容和负载。本发明整个电路结构简单，结合了准Z源单元单级升降压特性和开关电容并行充电串联放电的特性，实现了变换器输出电压增益的拓展。

说明书

技术领域

本发明涉及电力电子电路技术领域，具体涉及一种开关电容型高增益准Z源DC-DC变换器电路。

背景技术

在燃料电池发电、光伏发电中，由于单个太阳能电池或者单个燃料电池提供的直流电压较低，无法满足现有用电设备的用电需求，也不能满足并网的需求，往往需要将多个电池串联起来达到所需的电压。这种方法一方面大大降低了整个系统的可靠性，另一方面还需解决串联均压问题。为此，需要能够把低电压转换为高电压的高增益DC-DC变换器。近几年提出的Z源变换器是一种高增益DC-DC变换器，但该电路具有较高的阻抗网络电容电压应力，且电路启动时存在很大启动冲击电流问题，限制了该电路在实际中的应用。为了进一步提高Z源变换器的输出电压，有必要通过拓扑改进拓展其输出电压增益。

发明内容

本发明的目的在于克服上述现有技术的不足，提供了一种开关电容型高增益准Z源DC-DC变换器电路，具体技术方案如下。

一种开关电容型高增益准Z源DC-DC变换器电路，包括电压源，由第一电容，第一二极管，第一电感，第二电感，第三电容构成的二端准Z源单元，由第二电容、第二二极管构成的开关电容单元，一个MOS管，输出二极管 D_o，输出滤波电容和负载。所述准Z源单元由第一电感、第一二极管、第一电容、第二电感和第三电容构成；所述开关电容单元由第二电容和第二二极管构成。

上述的一种开关电容型高增益准Z源DC-DC变换器电路中，所述电压源的正极分别与第一电容的负极和第一电感的一端连接；所述第一电容的正极分别与第一二极管的阴极、第二电感的一端和输出二极管的阳极连接；所述第一二极管的阳极分别与第三电容的负极和第一电感的另一端连接；所述第三电容的正极分别与第二电感的另一端、MOS管的漏极、第二电容的正极连接；所述第二电容的负极分别与第二二极管的阳极、输出滤波电容的负极和负载的一端连接；所述输出二极管的阴极分别与输出滤波电容的正极和负载的另一端连接；所述电压源的负极分别与MOS管的源极、第二二极管的阴极连接。

与现有技术相比，本发明电路具有如下优点和技术效果：本发明整个电路结构简单，只用了一个MOS管，控制方便，输出电压增益更高；本发明电路结合利用了准Z源单元的单级升降压特性和开关电容并行充电串联放电的特性，从而升高了输出电压，实现了准Z源DC-DC变换器输出电压增益的拓展。

附图说明

图1是本发明具体实施方式中的一种开关电容型高增益准Z源DC-DC变换器电路。

图2a、图2b分别是图1所示一种开关电容型高增益准Z源DC-DC变换器电路在其MOS管S导通和关断时段的等效电路图。

图3a为本发明电路的增益曲线与Boost变换器、开关电容Boost变换器、传统Z源DC-DC变换器和新型准Z源DC-DC变换器的增益曲线比较图。

图3b为图3a中本发明电路的增益曲线与Boost变换器、开关电容Boost变换器、传统Z源DC-DC变换器和新型准Z源DC-DC变换器的增益曲线在占空比D小于0.5内的比较图。

具体实施方式

以上内容已经对本发明的技术方案作了详细说明，以下结合附图对本发明的具体实施作进一步描述。

参考图1，本发明所述的一种开关电容型高增益准Z源DC-DC变换器电路，包括电压源，由第一电容，第一二极管，第一电感，第二电感，第三电容构成的二端准Z源单元，由第二电容、第二二极管构成的开关电容单元，一个MOS管，输出二极管D_o，输出滤波电容和负载。所述准Z源单元由第一电感、第一二极管、第一电容、第二电感和第三电容构成；所述开关电容单元由第二电容和第二二极管构成。当MOS管S导通时，所述第一二极管D₁、第二二极管D₂均关断，电压源V_i和第一电容C₁对第二电感L₂充电；电压源V_i与第三电容C₃和第一电感L₁充电；同时，电压源V_i、第一电容C₁和第二电容C₂一起对输出滤波电容C_f和负载R_L供电。当MOS管S关断时，所述第一二极管D₁、第二二极管D₂均导通，输出二极管D_o关断。所述第一电感L₁与第一电容C₁并联，形成回路；所述第二电感L₂与第三电容C₃并联，形成回路；所述电压源V_i、第一电感L₁和第二电感L₂给第二电容C₂充电；同时，输出滤>f给负载R_L供电。整个电路结构简单，具有较高的输出电压增益。

本发明电路的具体连接方式如下：所述电压源的正极分别与第一电容的负极和第一电感的一端连接；所述第一电容的正极分别与第一二极管的阴极、第二电感的一端和输出二极管的阳极连接；所述第一二极管的阳极分别与第三电容的负极和第一电感的另一端连接；所述第三电容的正极分别与第二电感的另一端、MOS管的漏极、第二电容的正极连接；所述第二电容的负极分别与第二二极管的阳极、输出滤波电容的负极和负载的一端连接；所述输出二极管的阴极分别与输出滤波电容的正极和负载的另一端连接；所述电压源的负极分别与MOS管的源极、第二二极管的阴极连接。

图2a、图2b给出了本发明电路的工作过程图。图2a、图2b分别对应的是MOS管S导通和同时关断时段的等效电路图。图中实线表示变换器中有电流流过的部分，虚线表示变换器中无电流流过的部分。

本发明的工作过程如下：

阶段1，如图2a：MOS管S导通，此时第一二极管D₁、第二二极管D₂、均关断。电路形成了三个回路，分别是：电压源V_i与第一电容C₁和第二电容C₂一起给输出滤波电容C_f和负载R_L充电，形成回路；电压源V_i与第一电容C₁对第二电感L₂进行充电，形成回路；电压源V_i与第三电容C₃对第一电感L₁进行充电，形成回路。

阶段2，如图2b：MOS管S关断，此时第一二极管D₁、第二二极管D₂均导通，输出二极管D_o关断。电路形成了四个回路，分别是：电压源V_i、第>1和第二电感L₂给第二电容C₂充电，形成回路；第一电感L₁对第一电容C₁充电，形成回路；第二电感L₂对第三电容C3充电，形成回路；输出滤波电容C_f给负载R_L供电，形成回路。

综上情况，设MOS管S的占空比均为D，开关周期为T_s。并设定V_L1和V_L2分别为电感L₁和L₂两端的电压，V_C1、V_C2和V_C3分别为第一电容C₁、第二电容C₂和第三电容C₃的电压，V_S为MOS管S漏极与源极之间的电压。在一个开关周期T_s内，令输出电压为V_o。当变换器进入稳态工作后，得出以下的电压关系推导过程。

工作模态1：MOS管S导通，对应的等效电路图2a所示，因此有如下公式：

V_L1＝V_i+V_C3(1)>

V_L2＝V_i+V_C1(2)>

V_O＝V_i+V_C1+V_C2(3)

V_S＝0(4)

MOS管S的导通时间为DT_s。

工作模态2：MOS管S关断，对应的等效电路如图2b所示，因此有如下公式：

V_L1＝-V_C1(5)

V_L2＝-V_C3(6)

V_i＝V_C2-V_C3-V_C1(7)

V_S＝V_C2(8)

MOS管S的关断时间为(1-D)T_s。

根据以上分析，对第一电感L₁和第二电感L₂分别运用电感伏秒数守恒原理，联立式(1)、式(2)、式(5)、式(6)可得：

D(V_i+V_C3)-(1-D)V_C1＝0(9)

D(V_i+V_C1)-(1-D)V_C3＝0(10)

由式(7)、式(9)和式(11)可以得到第一电容C₁的电压V_C1、第二电容C₂的电压V_C2和第三电容C₃的电压V_C3与电压源V_i之间的关系式为：

$>V_{C1}=V_{C3}=\frac{D}{1-2D}{V}_i---\left(11\right)$>

$>V_{C2}=\frac{1}{1-2D}{V}_i---\left(12\right)$>

则由式(3)、式(11)和式(12)，可得本发明电路的增益因子表达式为：

$>G=\frac{V_o}{V_i}=\frac{2-D}{1-2D}---\left(13\right)$>

如图3a所示为本发明电路的增益曲线与Boost变换器、开关电容Boost变换器、传统Z源DC-DC变换器和新型准Z源DC-DC变换器的增益曲线比较图；图3b为图3a中本发明电路增益曲线与基本升压电路的增益曲线在占空比D小于0.5内的比较图，图中包括本发明电路的增益曲线，新型准Z源DC-DC变换器的增益曲线，传统Z源DC-DC变换器的增益曲线，开关电容Boost变换器的增益曲线，和Boost变换器的增益曲线。由图可知，本发明电路在占空比D不超过0.5的情况下，增益G就可以达到很大，且本发明电路的占空比D不会超过0.5。因此，相比之下，本发明电路的增益是非常高的。

综上所述，本发明电路整体结构简单，只是用了一个MOS管，控制方便，结合了准Z源单元单级升降压特性和开关电容并行充电串联放电的特性，实现了输出电压增益的进一步提升，且不存在启动冲击电流和MOS管开通瞬间的冲击电流。

上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受所述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。