用于实现谐振转换器高效率的装置和方法

摘要

一种转换器，包括：耦合到电源的输入级，其中所述输入级包括多个电源开关；耦合到所述多个电源开关的谐振槽；耦合到所述谐振槽的转换器；耦合到所述转换器的输出级；耦合到所述转换器的效率点追踪指示器；耦合到所述效率点追踪指示器的检测器；控制电路，用于从所述检测器接收效率点追踪信号并基于所述效率点追踪信号调节所述电源开关的开关频率。

说明书

本发明申请要求于2013年10月17日递交的发明名称为“用于实现谐振转换器高效率的装置和方法”的第14/056532号美国非临时申请案的在先申请优先权，该在先申请的内容以引入的方式并入本文。

技术领域

本发明涉及一种谐振转换器，以及在特定实施例中，涉及一种用于谐振转换器的控制机制。

背景技术

电信网络电源系统通常包括用于将AC公用设施管线的电源转换为48VDC配电总线的AC-DC级和将所述48V DC配电总线转换为用于所有类型电信负载的多个电压电平的DC-DC级。这两级可以包括隔离的DC-DC转换器。可以通过不同的功率拓扑实现隔离的DC-DC转换器，例如反激转换器、正激转换器、半桥转换器、全桥转换器和电感-电感-电容(inductor-inductor-capacitor，LLC)谐振转换器等。

随着技术的进一步发展，总线转换器已广泛用于电信行业。总线电压可以分为三类：从48V输入DC电源转换而来的12V总线电压、从380V输入DC电源转换而来的48V总线电压，以及从380V输入DC电源转换而来的12V总线电压。总线转换器不仅将输入电压从高电平转换为低电平，而且通过磁性器件如转换器等提供隔离。

中间总线电压如12V可以充当多个下行非隔离功率转换器的输入电源总线。所述下行非隔离功率转换器可以作为如降压转换器的降压DC/DC转换器、如升压转换器的升压DC/DC转换器、线性调节器和/或它们的任一组合等加以实现。所述下行非隔离功率转换器在严格的控制回路下运行，使得将充分调节的输出电压馈入到它们各自的负载中。

随着功耗变得愈发重要，需要有具备高功率密度和高效率的总线转换器。由于LLC谐振转换器能够通过零电压开关和/或零电流开关来减少开关损耗，LLC谐振转换器已经成为实现高性能(如高功率密度和高效率)的首选。

发明内容

通过本发明优选实施例提供的具有高效率和更好调节的电感-电感-电容(inductor-inductor-capacitor，LLC)谐振功率转换器，这些和其他问题一般得到解决或避免，且通常实现了技术优势。

根据一实施例，一种转换器，包括：耦合到电源的输入级，其中所述输入级包括多个电源开关；耦合到所述多个电源开关的谐振槽；耦合到所述谐振槽的转换器；耦合到所述转换器的输出级；耦合到所述转换器的效率点追踪指示器；耦合到所述效率点追踪指示器的检测器；控制电路，用于从所述检测器接收效率点追踪信号并基于所述效率点追踪信号调节所述电源开关的开关频率。

根据另一实施例，一种方法，包括提供谐振转换器，其中所述谐振转换器包括：耦合到电源的输入级，其中所述输入级包括多个电源开关；耦合到所述多个电源开关的谐振槽；耦合到所述谐振槽的转换器；耦合到所述转换器的输出级。

所述方法还包括：检测指示所述谐振转换器软开关过程的信号；控制电路调节所述谐振转换器的开关频率直到所述信号的大小小于预先确定的阈值。

根据又一实施例，一种方法，包括提供第一谐振转换器，其中所述第一谐振转换器包括：含耦合到电源的输入级的功率级，其中所述输入级包括多个电源开关；耦合到所述多个电源开关的谐振槽；耦合到所述谐振槽的隔离器件；通过整流器耦合到所述隔离器件的输出级；耦合到所述电源开关的控制电路，其中所述控制电路为所述电源开关生成多个栅驱动信号。

所述方法还包括：检测指示所述第一谐振转换器软开关过程的信号；检测所述第一谐振转换器的负载电流；配置所述第一谐振转换器的开关频率，使得：当所述负载电流大于预先确定的负载水平时，调节所述开关频率直到所述信号的大小小于预先确定的阈值；当所述负载电流小于所述预先确定的负载水平时，增加所述开关频率直到所述第一谐振转换器的输出电压在预先确定的调节范围内。

本发明优选实施例的优势是通过效率点追踪控制机制、输出电压追踪控制机制、可调栅驱动电压控制机制、占空比控制机制和它们的任一组合来提高功率转换器的效率和改进其调节。

上述宽泛地概括了本发明实施例的特征和技术优势，以便能够更好理解以下本发明详细描述。下文将对本发明其他的特征和优势进行说明，这也构成了本发明权利要求的主题。本领域的技术人员应当理解，所公开的概念和特定实施例易被用作修改或设计其他实现与本发明相同的目的的结构或过程的基础。本领域的技术人员还应当意识到，这种等同构造不脱离所附权利要求书所阐述的本发明的精神和范围。

附图说明

为了更完整地理解本发明及其优势，现在参考下文结合附图进行的描述，其中：

图1为本发明各实施例提供的一种LLC谐振转换器的示意图；

图2为本发明各实施例提供的图1示出的所述LLC谐振转换器的各种电压增益曲线；

图3为本发明各实施例提供的图1示出的所述LLC谐振转换器的等效电路；

图4为本发明各实施例提供的图1示出的所述LLC谐振转换器的另一等效电路；

图5为本发明各实施例提供的一种功率转换器的框图；

图6为本发明各实施例提供的图5示出的所述功率转换器的第一种示例性实现方式；

图7为本发明各实施例提供的图5示出的所述功率转换器的第二种示例性实现方式；

图8为本发明各实施例提供的图6示出的所述功率转换器的示意图；

图9为本发明各实施例提供的图7示出的所述检测器的第一种实现方式；

图10为本发明各实施例提供的图7示出的所述检测器的第二种实现方式；

图11为本发明各实施例提供的并联运行中的两个LLC谐振转换器的框图；

图12为本发明各实施例提供的负载调节改进机制。

除非另有指示，否则不同图中的对应标号和符号通常指代对应部分。绘制各图是为了清楚地说明实施例的相关方面，因此未必是按比例绘制的。

具体实施方式

下文将详细论述当前优选实施例的制作和使用。然而，应了解，本发明提供可在各种具体上下文中体现的许多适用的发明性概念。所论述的具体实施例仅仅说明用以实施和使用本发明的具体方式，而不限制本发明的范围。

下面结合特定环境中的优选实施例，即用于电感-电感-电容(inductor-inductor-capacitor，LLC)谐振转换器的无损栅驱动器，对本发明进行描述。然而，本发明还可以应用到各种谐振转换器。以下将结合附图详细说明各实施例。

图1为本发明各实施例提供的一种LLC谐振转换器的示意图。所述LLC谐振转换器100耦合在输入DC电源VIN和负载之间。所述输入DC电源VIN可以是将公用设施管线电压转换为DC电压的电信电源。可选地，所述输入DC电源VIN可以是太阳板阵列。此外，所述输入DC电源VIN可以是蓄能器件，如充电电池和/或燃料电池等。所述负载表示耦合到所述LLC谐振转换器100的电路所消耗的功率。可选地，所述负载可以指耦合到所述LLC谐振转换器100的输出端的下行转换器。

所述LLC谐振转换器100可以包括开关网络102、谐振槽104、转换器112、整流器114和输出滤波器116。如图1所示，所述开关网络102、所述谐振槽104、所述转换器112、所述整流器114和所述输出滤波器116之间相互耦合且在所述输入DC电源VIN和所述负载之间级联。

所述开关网络102包括四个开关组件：Q1、Q2、Q3和Q4。如图3所示，第一对开关组件Q1和Q2串联。第二对开关组件Q3和Q4串联。所述开关组件Q1和Q2的公共节点耦合到所述谐振槽104的第一输入端。同样地，所述开关组件Q3和Q4的公共节点耦合到所述谐振槽104的第二输入端。

如图1所示，所述开关组件Q1、Q2、Q3和Q4可以组成全桥转换器的原边开关网络。根据一些实施例，所述开关组件Q1、Q2、Q3和Q4作为并联的一个或多个MOSFET加以实现。

根据可选的实施例，所述主开关(如开关Q1)可以是绝缘栅极双极型晶体管(insulated gate bipolar transistor，IGBT)器件。可选地，所述主开关可以是任何可控开关，如集成门极换流晶闸管(integrated gate commutatedthyristor，IGCT)器件、门极可关断晶闸管(gate turn-off thyristor，GTO)器件、硅控整流器(silicon controlled rectifier，SCR)器件、结型场效应管(junction gate field effect transistor，JFET)器件、MOS控制的晶闸管(MOS controlled thyristor，MCT)器件和/或基于氮化镓(gallium nitride，GaN)的功率器件等。

需要注意的是，根据一些实施例，虽然图1示出的所述开关网络102包括全桥谐振转换器的原边开关，但是可选地，所述开关网络102可以有其他桥转换器如半桥谐振转换器、推挽式谐振转换器和它们的任一组合等的原边开关。

还需要注意的是，虽然图1描述了Q1、Q2、Q3和Q4四个开关，但是本发明各实施例可以包括其他变化、修改和可替代方案。例如，单独的电容(未示出)可以与所述原边开关网络102的每个开关(如开关Q1)并联。这种单独的电容有助于更好地控制所述LLC谐振转换器100的谐振过程的时间。

图1示出所述谐振槽104由谐振电感Lr、谐振电容Cr和所述转换器112的磁化电感Lm组成。如图1所示，所述谐振电感Lr和所述谐振电容Cr串联且还耦合到所述转换器112的所述原边的第一端和所述开关Q1和Q2的公共节点之间。

如图1所述，与所述转换器112并联的所述电感可以作为所述转换器112的磁化电感加以实现。可选地，所述谐振电感Lr可以作为外部电感加以实现。

以上描述的所述谐振槽104的所述配置仅是举例。会有许多变化、可替代方案和修改。例如，所述谐振电感Lr可以作为所述转换器112的漏电感加以实现。此外，与所述转换器112并联的所述电感可以作为与所述转换器112的所述原边并联的单个电感加以实现。

所述转换器112可以由初级绕组NP、第一次级绕组NS1和第二次级绕组NS2组成。如图1所示，所述初级绕组NP耦合到所述谐振槽104。所述次级绕组通过所述整流器114耦合到所述负载。

需要注意的是，此处描述的所述转换器和整个描述都仅是举例，而不是过度限制所述权利要求的范围。本领域的技术人员认识到会有许多变化、可替代方案和修改。例如，所述转换器112还可以包括各种偏置绕组和栅驱动辅助绕组。

还需要注意的是，图1示出的所述转换器的结构仅是示例。本领域的技术人员认识到会有许多可替代方案、变化和修改。例如，所述转换器112可以是耦合在所述原边开关网络和所述整流器114之间的非中心抽头转换器。所述副边采用由四个开关组件组成的全波整流器。耦合到中心抽头转换器副边的整流器的运行原理是众所皆知的，此处不再进一步详细论述。

需要注意的是，所述LLC谐振转换器100的功率拓扑不仅可以应用到图1示出的整流器，还可以应用到其他从配置，例如倍压整流器、倍流整流器和/或它们的任一组合等。

所述整流器114将从所述转换器112的输出端接收到的交流双极波形转换为单极波形。当所述转换器112有中心抽头次级绕组时，所述整流器114可以由一对开关组件组成，如n型金属氧化物半导体(n-type metal oxidesemiconductor，NMOS)晶体管。可选地，所述整流器114可以由一对二极管组成。另一方面，当所述转换器由单个次级绕组组成时，所述整流器114可以是耦合到所述转换器112的所述单个次级绕组的全波整流器。

此外，所述整流器114可以由其他类型的可控器件组成，例如金属氧化物半导体场效应管(metal oxide semiconductor field effect transistor，MOSFET)器件、双极型晶体管(bipolar junction transistor，BJT)器件、超级结晶体管(super junction transistor，SJT)器件、绝缘栅极双极型晶体管(insulated gate bipolar transistor，IGBT)器件和/或基于氮化镓(galliumnitride，GaN)的功率器件等。所述整流器114的详细运行和结构在本领域是众所皆知的，此处不再论述。

所述输出滤波器116用于减弱所述LLC谐振转换器100的开关纹波。根据隔离的DC/DC转换器的运行原理，所述输出滤波器116可以是由电感和多个电容组成的L-C滤波器。本领域的技术人员会认识到一些隔离的DC/DC转换器拓扑如正激转换器可能需要L-C滤波器。

另一方面，一些隔离的DC/DC转换器拓扑如LLC谐振转换器可以包括由电容组成的输出滤波器。本领域的技术人员还将会认识到根据需要，不同的输出滤波器配置应用到不同的功率转换器拓扑。所述输出滤波器116的配置变化在本发明各实施例的范围内。

图2为本发明各实施例提供的图1示出的所述LLC谐振转换器的各种电压增益曲线。图2的横轴表示所述LLC谐振转换器100的开关频率(角频率)。所述开关频率范围介于0Hz到2.5MHz。图2的纵轴表示所述LLC谐振转换器100的电压增益。如图2所示，所述电压增益的范围介于0到3.5。

根据不同开关频率，图2示出图1示出的所述LLC谐振转换器100可以有不同的电压增益特征。如图2所示，当所述LLC谐振转换器100在所述LLC谐振转换器100的所述谐振槽的谐振频率202上运行时，在所述谐振频率202上对应的输入/输出电压增益大约等于纵轴上的1。此外，根据所述LLC转换器的运行原理，所述LLC谐振转换器100可以通过零电压开关和/或零电流开关来实现所述谐振频率202上更高的效率。零电压开关和/或零电流开关通常称为软开关。

图3为本发明各实施例提供的图1示出的所述LLC谐振转换器的等效电路。所述LLC谐振转换器100的所述等效电路包括磁化电感Lm、谐振电感Lr、谐振电容Cr和负载电阻RL。所述磁化电感Lm表示图1示出的所述转换器T1的所述磁化电感。所述磁化电感的定义和运行原理在本领域是众所皆知的，为避免重复，此处不再论述。

所述负载电阻RL表示称为所述转换器T1的所述原边的所述负载的电阻。如图3所示，所述谐振电容Cr和所述谐振电感Lr串联。所述磁化电感Lm和所述负载电阻RL并联。

在一些实施例中，当所述磁化电感Lm较大且所述负载电阻RL较小时，在计算所述LLC谐振转换器100的谐振频率中可以忽视Lm和RL的影响。在不考虑Lm和RL的所述影响下，这种谐振频率也可以称为短路谐振频率。

基于图3示出的所述等效电路，在一些实施例中，可以通过以下等式得到所述LLC谐振转换器100的所述短路谐振频率：

$>f_r=\frac{1}{2\pi \sqrt{L_r·C_r}}---\left(1\right)$>

图4为本发明各实施例提供的图1示出的所述LLC谐振转换器的另一等效电路。根据不同运行状态和设计需求，可能无法忽视所述磁化电感Lm和所述负载电阻RL。换言之，为准确计算所述谐振频率，在计算所述LLC谐振转换器100的谐振频率中需要考虑所述磁化电感Lm和所述负载电阻RL的影响。

在一些实施例中，图3示出的所述等效电路可以被图4示出的所述等效电路替代。与图3示出的所述等效电路相比，已经引入等效磁化电感Lm_eq和等效负载电阻RL_eq，使得所述Lm_eq和RL_eq与Lr和Cr串联。可以通过以下等式得到所述等效磁化电感：

$>L_{m\_eq}=\frac{{R_L}^2·L_m}{R_L^2+4·{\pi }^2·f^2·L_m^2}---\left(2\right)$>

在一些实施例中，可以通过以下等式得到所述等效负载RL_eq：

$>R_{L\_eq}=R_L·\frac{4·{\pi }^2·f^2·L_m^2}{R_L^2+4·{\pi }^2·f^2·L_m^2}---\left(3\right)$>

图4示出的所述等效电路的谐振频率指的是所述LLC谐振转换器100的固有谐振频率。可以通过以下等式得到所述固有谐振频率：

$>f_{r\_n}=\frac{1}{2\pi \sqrt{(L_r+L_{m\_eq})·C_r}}---\left(4\right)$>

图5示出本发明各实施例提供的一种功率转换器的框图。所述功率转换器500可以包括功率输入级502、谐振级504、功率输出级506、检测器508和控制电路510。如图5所示，所述功率输入级502、所述谐振级504和所述功率输出级506级联。所述检测器508可以耦合到所述谐振级504。所述控制电路510耦合在所述检测器508和所述功率输入级502之间。

在一些实施例中，所述功率转换器500是图1示出的LLC谐振转换器。可选地，所述功率转换器500可以是三元谐振转换器拓扑如电感-电容-电感(LCL)谐振转换器等。此外，所述功率转换器500可以是二元谐振转换器拓扑如电感-电容(LC)谐振转换器等。此外，所述功率转换器500可以是高阶谐振转换器拓扑如LCLC谐振转换器和/或LCLCL谐振转换器等。

如图5所示，所述检测器508从所述谐振级504检测到信号。所述检测到的信号可以包括指示所述功率转换器500是否在它自己的谐振频率上运行的变量。在一些实施例中，当所述频率转换器500在它自己的谐振频率上运行时，降低了一些运行变量如所述谐振电感Lr(未示出但在图6中描述)上的电压和/或流经共模电容Ccm(未示出但在图7中描述)的电流等的大小。另一方面，当所述功率转换器500的开关频率远偏离它自己的谐振频率时，增加了所述谐振电感Lr上的所述电压和/或流经所述共模电容Ccm的所述电流等的大小。

在一些实施例中，所述检测器508检测所述谐振电感上的所述电压的大小变化并将所述检测到的信号发送到所述控制电路510。所述控制电路510将所述检测到的信号与预先确定的阈值进行比较。如果所述检测到的信号的大小大于所述阈值，所述控制电路510调节所述功率转换器500的开关频率直到所述检测到的信号的大小小于所述预先确定的阈值。因此，使得所述功率转换器500在与它自己的谐振频率接近的频率上运行。这样的频率有助于所述功率转换器500通过零电压开关和/或零电流开关实现更高的效率。

具有图5示出的所述检测器508的一大特色在于：所述检测器508和所述控制电路510可以形成自适应控制回路。这样的自适应控制回路有助于使所述功率转换器500在它自己的谐振频率上运行。换言之，各种因素如噪音和/或寄生参数等会导致实际谐振频率不等于基于上述等式(4)计算出固有谐振频率。基于所述检测器508实时检测到的信号，所述控制电路510可以使得所述功率转换器500在与它自己的实际谐振频率接近的频率上运行。因此，所述功率转换器500能够动态地调节自己的开关频率，使得所述功率转换器500可以通过零电压开关和/或零电流开关实现更高的效率。在整个描述中，图5示出的所述自适应控制机制也可以称为最大效率点追踪(maximum efficiency point tracking，MEPT)控制机制。

需要注意的是，通过图5示出的自适应控制回路来动态调节所述开关频率仅是一个实施例。可以运用其他用于提高效率的方案，包括占空比控制、可调栅驱动电压控制和可调偏置电压控制。例如，当所述负载电流大于预先确定的负载水平时，配置所述功率转换器500使得增加所述功率转换器500的栅驱动器的栅驱动电压或偏置电源电压。另一方面，当所述负载电流小于所述预先确定的负载水平时，降低所述功率转换器500的所述栅驱动电压或所述偏置电源电压。

还需要注意的是，所述功率转换器500的所述栅驱动器可以是无损栅驱动器，如无损谐振栅驱动器等。所述无损栅驱动器的电源电压调制可能会影响所述功率转换器500的占空比。换言之，这种可调偏置电压形成了所述功率转换器500的高效占空比控制机制。

此外，在脉冲宽度调制(pulse-width modulation，PWM)型栅驱动器中，可以运用占空比控制机制来进一步提高所述功率转换器500的效率。在一些实施例中，当所述负载电流大于预先确定的负载水平时，配置所述功率转换器500的所述控制电路510使得增加所述功率转换器500的占空比。另一方面，当所述负载电流小于所述预先确定的负载水平时，降低所述功率转换器500的占空比。

图6为本发明各实施例提供的图5示出的所述功率转换器的第一种示例性实现方式。如图6所示，所述检测器508通过转换器耦合到所述谐振槽504。在一些实施例中，所述功率转换器600为LLC谐振转换器。所述谐振槽504由电感Lr、电容Cr和所述隔离的转换器T1的磁化电感Lm(未示出)组成。

如图6所示，所述电感Lr是转换器T2的原边。所述转换器T2的副边耦合到所述检测器508。在运行时，当所述功率转换器600的开关频率远偏离所述功率转换器600的实际谐振频率时，因此增加了所述谐振电感Lr上的电压。所述检测器508可以通过所述转换器T2检测所述增加后的电压并将所述检测到的信号发送到所述控制电路510。所述控制电路510可以将所述检测到的信号与预先确定的阈值进行比较并相应地调节所述功率转换器600的开关频率。以下结合图8描述所述检测器508详细的实现方式。

图7为本发明各实施例提供的图5示出的所述功率转换器的第二种示例性实现方式。除了所述检测器508检测流经共模电容Ccm的电流而不是所述谐振电感Lr上的电压，图7的所述示意图与图6类似。在一些实施例中，所述功率转换器700为LLC谐振转换器。可能有耦合到所述转换器T1的所述次级绕组的中点的共模电容Ccm。此外，电阻Rcm与所述共模电容Ccm串联。

如图7所示，所述电阻Rcm上的电压与流经所述共模电容Ccm的所述电流成正比。在运行时，当所述功率转换器700的开关频率远偏离所述功率转换器700的谐振频率时，因此增加了流经所述共模电容Ccm的所述电流。所述检测器508可以通过所述电阻Rcm检测所述增加后的电流。所述控制电路510可以基于所述检测到的电压调节所述开关频率，使得最小化流经所述共模电容Ccm的所述电流。以下结合图9和图10描述所述检测器508详细的实现方式。

需要注意的是，图6和图7示出的示意图仅是举例，而不是过度限制所述权利要求的范围。本领域的技术人员认识到会有许多变化、可替代方案和修改。例如，所述共模电容Ccm可以耦合到所述转换器T1的所述副边的中点。此外，所述共模电容Ccm可以耦合在所述转换器T1的所述原边绕组和所述副边绕组之间。

图8为本发明各实施例提供的图6示出的所述功率转换器的示意图。所述LLC谐振转换器800包括功率输入级502、谐振槽504和功率输出级506。所述功率输入级502、所述谐振槽504和所述功率输出级506的结构和运行原理与图1示出的类似，为避免重复，此处不再论述。

所述检测器808是图6示出的所述检测器508的第一种实现方式。所述检测器808包括整流器、隔直电容C4、负载电阻R1和分压器/滤波电路。如图8所示，所述整流器包括C1、C2、D1和D2。所述整流器用来将所述转换器T2的所述副边上的AC电压转换为DC电压。

选择所述隔直电容C4是为了防止所述转换器T2的所述副边饱和。所述分压器/滤波电路包括R2、R3和C3。R2和R3组成分压器。通过调节R2与R3的比值将合适的DC电压信号馈入到所述控制电路510。此外，C3、R2和R3可以组成滤波器来减弱噪声，使得所述控制电路510可以接收无噪DC信号。

在一些实施例中，所述谐振电感Lr的电感等于66nH。所述谐振电容Cr的电容等于220nF。R1的电阻等于500ohm。C1的电容等于2nF。C2的电容等于2nF。C3的电容等于3300pF。C4的电容等于22pF。R2和R2的电阻等于2Kohm。

需要注意的是，以上给出的所述值仅是用于说明目的，而不是将本发明各实施例限于任何特定的值。本领域的技术人员会认识到根据不同应用和设计需求，以上列举的所述电阻和电容可以改为不同的值。

还需要注意的是，所述LLC谐振转换器800可以有高内Q。在一些实施例中，可以通过以下等式得到所述LLC谐振转换器800的所述部Q：

$>Q=\frac{\sqrt{L_r/C_r}}{RL}---\left(5\right)$>

RL表示内电阻，包括所述开关(如Q1、Q2、Q3、Q4、S1和S2)的导通电阻、所述转换器T1的绕组电阻，以及连接线的电阻等。

在一些实施例中，RL等于30mohm。Lr等于70nH。Cr等于306nF。根据等式(5)，Q等于14.7。换言之，以上示出的所述效率点追踪控制机制适用于内Q值大于13的LLC谐振转换器。

图9为本发明各实施例提供的图7示出的所述检测器的第一种实现方式。所述检测器908的结构和运行原理与图8示出的所述检测器808类似，为避免重复，此处不再论述。

在一些实施例中，所述共模电容Ccm的电容等于20nF。Rcm的电阻等于1ohm。R1的电阻等于1Kohm。C1和C2的电容等于2.2nF。C3的电容等于680pF。C4的电容等于68pF。R2的电阻等于10Kohm，R3的电阻等于2Kohm。

图10为本发明各实施例提供的图7示出的所述检测器的第二种实现方式。除了可以有一个或多个共模电容Ccm2，所述功率输入级502、所述谐振槽504和所述功率输出级506的结构和运行原理与图9示出的类似。如图10所示，第一共模电容Ccm1和Rcm在所述转换器T1的所述副边的中点和接地之间串联。所述第二共模电容Ccm2在所述转换器T1的所述副边的所述中点和接地之间串联。在一些实施例中，Ccm1等于10nF。Ccm2等于10nF。Rcm等于1ohm。

除了所述整流器包括二极管D1和电容C2，所述检测器1008的结构与图9示出的所述检测器908类似。所述检测器1008的运行原理与所述检测器908类似，为避免重复，此处不再论述。

图11为本发明各实施例提供的并联运行中的两个LLC谐振转换器的框图。如图11所示，所述第一LLC谐振转换器1102和所述第二LLC谐振转换器1104在VIN和VOUT之间并联。在一些实施例中，所述第一LLC谐振转换器1102和所述第二LLC谐振转换器1104均由图5示出的所述结构组成。更具体地，这两个LLC谐振转换器的所述检测器能够检测变量(如所述谐振电感上的电压或流经所述共模电容的电流)，并将所述检测到的信号发送到所述各自的控制电路。所述控制电路能够调节各个LLC谐振转换器的开关频率。因此，两个LLC谐振转换器均可以在接近或等于各个LLC谐振转换器的实际谐振频率的开关频率上运行。

根据所述LLC谐振转换器的运行原理，当LLC谐振转换器在它自己的实际谐振频率上运行时，所述LLC谐振转换器有增益为1的电压增益。如上所述，由于两个LLC谐振转换器在它们自己的实际谐振频率上运行，这两个LLC谐振转换器可能有相同的电压增益，从而有助于平衡这两个LLC谐振转换器之间的负载均流。

在一些实施例中，所述负载电流Io大约为20A。通过使用所述MEPT控制机制，所述第一LLC谐振转换器1102在950KHz上运行。同样地，在相同的控制机制下，所述LLC谐振转换器1104在1050KHz上运行。流经所述第一LLC谐振转换器1102的所述电流大约为9.63A。流经所述第二LLC谐振转换器1104的所述电流大约为10.37A。

在可选的实施例中，所述负载电流Io大约为10A。通过使用所述MEPT控制机制，所述第一LLC谐振转换器1102在950KHz上运行。同样地，所述第二LLC谐振转换器1104在1050KHz上运行。流经所述第一LLC谐振转换器1102的所述电流大约为5.36A。流经所述第二LLC谐振转换器1104的所述电流大约为4.64A。

图12为本发明各实施例提供的负载调节改进机制。图12的横轴表示LLC谐振转换器(如图1示出的LLC谐振转换器100)的开关频率(角频率)。图12的纵轴表示所述LLC谐振转换器100(如图1所示)的所述电压增益。

在一些实施例中，当所述开关频率等于所述谐振槽的谐振频率时，所述LLC谐振转换器100的所述电压增益等于1。如图12所示，当所述LLC谐振转换器100在所述谐振频率1202上运行时，所述LLC谐振转换器100的输出电压大约等于所述LLC谐振转换器100的输入电压。

图12包括多条曲线，其根据不同负载说明了电压增益变化。例如，在轻负载上(满负载的10％和20％)，所述LLC谐振转换器100的所述电压增益(分别如曲线1205和曲线1203)可以大于所述满负载(如图12示出的曲线1201)的电压增益。

由于众所皆知的电压下垂理论，当所述负载电流减小时，所述LLC谐振转换器100的所述输出电压可能增加。另一方面，当所述负载电流增加时，所述LLC谐振转换器100的所述输出电压可能下降。可以运用图12示出的所述电压增益曲线来改进所述LLC谐振转换器100的调节。更具体地，为响应负载下降，当所述负载电流小于预先确定的负载水平时，配置所述LLC谐振转换器100来增加所述开关频率直到所述LLC谐振转换器100的所述输出电压在预先确定的调节范围内。另一方面，当所述负载电流大于所述预先确定的负载水平时，配置所述LLC谐振转换器100来减小所述开关频率直到所述LLC谐振转换器100的所述输出电压在所述预先确定的调节范围内。

根据图12，当所述LLC谐振转换器100处于100％负载时，所述LLC谐振转换器100在它自己的谐振频率1202上运行。当所述负载下降到所述满负载的20％时，所述LLC谐振转换器100的开关频率增加到如图12示出的更高开关频率1204。该更高的开关频率有助于弥补电压下垂的影响。

此外，当所述负载进一步下降到所述满负载的10％时，所述LLC谐振转换器100的开关频率增加到如图12示出的更高开关频率1206。图12示出的调节改进控制机制还可以指最大输出电压精确(maximum output voltageaccuracy，MOVA)追踪控制机制。

需要注意的是，所述MOVA控制机制可以独立地运用到LLC谐振转换器来改进所述输出调节。可选地，所述MOVA控制机制可以与以上结合图5描述的所述MEPT控制机制结合。这种结合的控制方案有助于提高所述效率以及改进所述LLC谐振转换器的调节。此外，所述结合的控制方案还可以与以上结合图5所描述的所述可调节栅驱动电压控制、所述可调节偏置电压控制和/或所述占空比控制结合。

在一些实施例中，根据以上所述结合的控制方案，在满负载状态下，所述MEPT控制机制具有优势。所述控制电路使得所述LLC谐振转换器在990MHz上运行，以使所述谐振电感Lr上的所述电压或流经所述共模电容Ccm的所述电流最小化。此外，将所述栅驱动器的所述栅驱动电压或所述偏置电压大约设置为13V。

此外，在所述满负载的50％，激活了所述MOVA控制机制。因此，所述开关频率可以增加到1MHz，以响应所述负载下降。此外，所述栅驱动电压可以下降到11V。

此外，当所述负载下降到所述满负载的20％时，根据所述MOVA控制机制所述开关频率可以增加到1.1MHz。所述栅驱动电压下降到9V。同样地，当所述负载下降到所述满负载的10％时，所述开关频率可以增加到1.2MHz，所述栅驱动电压下降到6V。

还需要注意的是，基于所述LLC谐振转换器的所述输入电压，所述MOVA控制机制可以包括所述LLC谐振转换器不同的开关频率。更具体地，图2示出所述LLC谐振转换器的所述增益和所述开关频率之间的关系。根据图2示出的所述曲线，通过改变所述LLC谐振转换器的开关频率可以改进所述LLC谐振转换器的调节。

回顾图2，高于所述谐振频率的开关频率会导致增益下降。这种增益下降有助于改进所述LLC谐振转换器的所述调节。例如，在如48V的正常输入电压上，所述LLC谐振转换器可以在大约等于所述LLC谐振转换器的谐振频率的开关频率上运行。为响应输入电压增加，可以增加所述开关频率直到所述LLC谐振转换器的输出电压在预先确定的调节范围内。

在一些实施例中，根据不同应用和拓扑变化，图2示出的所述曲线可能不同。然而，对于特定应用和LLC谐振转换器，能够基于这个LLC谐振转换器的所述增益曲线来创建预先确定的功能。这种预定确定的功能可以在图5示出的所述控制电路510中实现。

总之，基于所述LLC谐振转换器的所述负载，所述LLC谐振转换器的所述输入电压和/或它们的任一组合，所述MOVA控制机制可以改变所述LLC谐振转换器的开关频率。

虽然已详细地描述了本发明的实施例及其优势，但是应理解，可以在不脱离如所附权利要求书所界定的本发明的精神和范围的情况下对本发明做出各种改变、替代和更改。

此外，本发明的范围并不局限于说明书中所述的过程、机器、制造、物质组分、构件、方法和步骤的具体实施例。所属领域的一般技术人员可从本发明中轻易地了解，可根据本发明使用现有的或即将开发出的，具有与本文所描述的相应实施例实质相同的功能，或能够取得与所述实施例实质相同的结果的过程、机器、制造、物质组分、构件、方法或步骤。相应地，所附权利要求范围包括这些流程、机器、制造、物质组分、构件、方法，及步骤。